GBT 13619-1992 微波接力通信系统干扰计算方法.pdf 27页

'中华人民共和国国家标准微波接力通信系统干扰计算方法GB/T13619一92Interferencecalculationmethodsforradiorelaysystems1主题内容与适用范围本标准给出r模拟微波与数字微波接力通信系统的十扰容限、干扰类型以及干扰计算方法其中包括路径传输损耗、地形影响、雷达干扰以及不同调制方式的系统干扰计算等本标准适用于1-40GHz频段，微波接力通信系统之间以及雷达系统对模拟微波接力通信系统的干扰讨一算本标准是微波通信系统之间干扰协调的主要依据和验算手段，也是各种容量微波通信系统的总体设计、电路建设以及维护的依据2引用标准(;日3979大容量长114离模拟微波通信干线电话传输+扰容限GB7585模拟微波接力通信系统容量系列及波道配置3术语勺..仙.:同波道i扰cochannelinterference在可以预料的频率稳定度范围内，干扰信号与有用信号载波频率相同或相近时产生的干扰几月﹂乙相邻波道干扰adjacentchannelinterference参见(;B39793.3单频干扰singletoneinterference参见(;B39743.4鉴别角discriminationangle干扰站或被干扰站天线的主波束中心轴方向偏离两站连线的夹角(参见图了)3.5干扰抑制因子interferencerejectionfactor在微波系统中由于射频与中频电路的选择性，对相邻波道无用边带的衰减量4干扰分析基本方程本章上要给出于扰计算过程中所涉及的传输损耗、有用信号电平和干扰信号电平以及一些基本参数的计算方法。4.1传输损耗的计算为了计算传输损耗，将世界划分为四个无线电气候区，其定义分别为:A,区:与B区或C区相邻的海岸或海湾陆地，其海拔标高不超过100m，并且离最近的B区或‘区的距离不超过50kr。的海岸地区。At区:除A,区以外的所有陆地B区:纬度高于30的海、洋和其他大面积水域《至少覆盖直径为100km的圆而积)，但不包括地中海与黑海。国家技术监督局1992一0819批准1993090】实施 GB/T13619一92C区:纬度低于30的海、洋和其他大面积水域〔至少覆盖直径为100km的圆面积)，包括地中海与黑海。4.1.1视距路径传输损耗计算视距路径传输损耗主要包括自由空间传输损耗及氧气和水汽的吸收损耗:I,，二Lbf+(l十，u,)d1)Lbf!92.5+201gf+201gd(2)式中1.s—视距路径传输损耗dB;Lbf—自由空间传输损耗dR.f-频率，61-Iz;d—路径长度，km;Yw—水汽吸收衰减系数dBkm，I",,-氧气吸收衰减系数d日KFn。当fl-,,15GH，时，丫，=0当f},15GHz时，产__300、_Yw=Lb.73+-一，下-:二~:，二，:一万-Jr`p/100〔3)U一乙‘.jj"十1.式中户—水汽浓度，取决于无线电气候区。Ap区:p=5g/m"A!与B区:p二7.5g/m"t,C区:p二10g/mIo:弓，)=0.007‘”十~衬撰-27+不(f-547.8)Z1+1.5}f}}10(4)4.1.2超视距路补传输损耗计算超视距传播机制主要是绕射(包括障碍物绕射和光滑球面绕射)和对流层散射，但在较少的时间里、也可能出现超折射与对流层波导之类的反常传播机制。对于距离稍超过视距的传输路径，在大多数情况下绕射是主要传播机制，散射可忽略不计。相反，对很长的路径来说，绕射场比散射场叮能弱几百个分贝，因此，绕射传播机制可忽略不计。对于中等长度的路径两种传播机制都需考虑，在干扰计算中，可取传输损耗较少的为主要传播机制。4.1.2.1光滑球面绕射光滑球面绕射损耗的近似计算公式如下:Ld=一〔F(X)干GH(y)，G11(1"z)〕······”···⋯⋯(5)式中:1.d—光滑球面绕射损耗，dB,F(X)—距离项函数，dB;GH(Y)—高度增益项函数，dB;X—两天线间的归一化长度;y，(，二1,2)—天线的归一化高度。 时GB,%T13619k二2.2#f""ar“1J.伙y=9.6X10‘of,3。。:{{式中:d—路径长度，km;。。一一等效地球半径，k。;h—一天线高度.m;f频率，MHz:刀一一是一个与地形、频率和极化类,T?有关的参数，对于本标准听考虑的频段刀可近似为〕-﹃山︸11+101K17.6‘、，二。.............⋯⋯。。.8)rles17.6(Y一1.1)1.1)一8}2.110入r·}12018(}’十0.1}2G11「Y)=!2+20lgK,，，Ig(YiK,)x〔Ig(y一K,)+10.1K,}’10人‘2+201gK,1<"0.1入]K;(1=h,v)表示地面导纳归一化因子，并由下式给出:对于水平极化:K*二0.36(a,f)一‘3〔(:一1)?+(18000(x-f)=〕一’J《10a)对于垂直极化:K,二KhrF-"十(18000u;f1,]1"2⋯。⋯。二，’.⋯⋯。·，..⋯。二。(l(比)￡—相对介电常数a—大地导电率，Smo不同地面的电特性参数￡、11值见表l,表l地面电特性参数F、lr值参数变化范围平均值地形e“。5了meU,sm海水801-4.33〔!3}淡水8010";-2.4x10:805x11飞’湿土10-3n3x101一3x1(12108;<10干土4103~41.1x1o一2x10‘4.1.2.2不规则地形障碍物上的绕射在传输路径上往往会遇到一个或多个障碍物，为了估算这些障碍物的附加绕射损耗，通常是将障碍物的形状理想化。一种情况是当障碍物的厚度相对较窄时，可假定为刃形障碍)另一种情况是当障碍物的厚度相对较宽时，[if假定为平滑的物体，并在顶部可定义出曲率半径，这种障碍物称为圆形障碍1}6 ‘GB/T13619一92a.刃形绕射损耗的计算在is程设计中.为了计算上的方便.常常采用近似法计算绕射拟耗二形绕射#11耗的近似计算公式如卜么1166.9竺1以]1L从j.11们二9a‘了3{。.。。。。。。。‘。。。。。。。。⋯。。。。。。(1!更去11万以L1只一fl,门11+20jl.瓦产3r中与刀形绕射损耗，dR;lI.路径余隙.m;内讹1000山d,1kh(hh2八Q式中:h:和h:一一两站天线标高，片且h一.h?,恤d一一标高低的天线至障碍物的fF.离d一一两站间距离k。:;d9二d一d,Q—地球半径，k[C1:h一一等效地球半径系数;h、一一障碍物标高，m:jI，自由空间余隙，18。26式中:只—一波长。m;厂—第一费涅耳区半径.mb.单圆形障碍物绕射损耗的计算L,j卜，111/11〕2:式中:么一一单圆形障碍物绕射损耗，dB;以—路径余隙，m;11-—自由空间余隙，m;.,—余隙为零时的绕射损耗，dB近似公式如下60、14.12+月{N1.1】’一2019M..·.··⋯⋯“········.····..··..⋯⋯吃I:i料」为立。有关的参数，近似值如下:当u为〔1.6一0.79时月二5。50.8~1.09时f1二3。3月1.1一1.9时=2.0月1.91一2.2时1.82.21一2.9时月二1.6u为地形参数。近似计算公式为:11了 GB%T13619一92m=2.02扩k"(1-k)艺d=!TI-,式中:k=d,id:d—路径长度，km;d,—标高低的天线至障碍点的趾离，km,数值Yc)的确定，参见图1。先将两天线连成直线AB;然后，在障碍点低于自山空问余隙!l，处作一条平行1`AB的直线，最高障碍物在这条平行线上所截取的MX即为I"ll_M万IH.-一日图」数值11，的确定。.J形与圆形障碍物的判别刃形与圆形障碍物可按式(1-1求得的地形参数m来判别:当u二2.112了‘1一k)"d"/Y，一3时，可视为理想刃形4.1.2.3多重障碍物绕射计算这种情况在高低起伏山区和丘陵地带常常出现，可按如卜过程处理:首先确定多重障碍物是否能够合并，如图2所示。连接两天线的直线AB，以最大第1费涅耳区平径I"m"x=0.5万万为跟离作平行于AB的直线A"B"，这条线截出了各个障碍物之间的趴离.、k。以及它们在这条线土的宽度X,、一卜，叭，如果Y::X,+X:则障碍物丫"jA,n]等效为个肺碍物来计算;反之，两个障碍物要分别计算图艺障碍物几何参数 GB/T13619一92其次，判定各等效障碍物是刃形还是非刃形障碍物，确定所要使用的绕射模式第三，将整个剖面图分解成各重主障碍物的小1，.，n)剖面图，并根据绕射类塑分别求得其绕射损耗设有n个障碍物，人。表示第i个障碍物,11,〔:的绕射损耗，则总绕射损耗1」为:Ld二I标15飞洲面图的分解及各白绕射损耗的计算过程如手(见图3):材MM.M=M.M,闷币，4一谷~~今_1川月———d图3各重主障碍物小slJ面示意图首先求出。个障碍物的各自余隙I1},，及第一费涅耳区半径1",;b·求、障碍物私，，为满足一共一inin{;年;i=1,2，一}的。、;c.按单障碍物求剑面9,11,R主障碍物tit，的绕射损耗1}，;d.以主障碍物脚，为基准，向左连接各障碍物得到sN面一小灯:叼:...;1.1}与n，}。〔方法相同，找出该flJ面图的次上障碍物并计算出其绕射损耗;同理，向右得到另」;,I]ii11,11,⋯lln,11,召及该洲面的主障碍物绕射损耗;e.依次类推，直到求出全部刀重主障碍物及对应的绕射损耗L4.1.2.4对流层散射传播a.年度传输损耗大于50的时间的年度对流层散射传输损耗如下预测:1,(q)二11一30Nf+101,}d+301凭0一(1l,h)‘1〔一(’(‘]、、(90)·········⋯⋯(16、式中:1-(q)—q，{时间内的传输损耗(，50)，dB;八一频率MI卜:d路径长度，kn,B—最小散射角、发无线电地平线间的夹角，毫弧度;、加I}(5丫j/)11.313.,(d}{)『j/‘{{，(km)rhJrn资{6川:........⋯⋯，.{:、等效地球1汽径.洲天线日面介质祸合损耗 GB"T13619一92I。二0.07exp〔。.055断(G:+<")，(20一GrG，分别为收、发信天批线增益.飞I一一气象参数因r，i一大气结构参数(见表2)〔，(q)表征对数正态分布斜率，为q的函数.q.=50时，(’(q)的典型使见表3:dJ)(9{))500。和900。时间的传输损耗差，‘如tL对于2、6,7a和76型气候区。)(90)确定.Y2一(8.1一2.3x1()"t)exp《()。137h)(2，6，了;，区)(90)(25一3.0exp(一().137h)(71)区)f3,4型气候区的1"(90)由图4确定，其中d为路径长度与收、发端视&t".和的之d:二Ha,1000(krn)122有关气候区类型为:大陆性亚热带.2区:海洋性亚热带3区:沙漠4区:6区:大陆性温带;7a区:海洋性温带陆地76区:海洋性温带海面表2气象因子和大气结构参数气候区z又16了aIf.dB29.7319。3U2!、‘川!ktTI一吸}。270.32(I.27表3C(，)的典型值4弓t〕909999.999.9冬J((9)I1.8212.们Z.9o GB「13619一92巴(︵系)犯沁3一100加0豁O入卜11异1〕汀!d，，km图43、4伏y(卜子(})曲线b.最坏月份传输损耗最坏月份对流层散射传输损耗，由生.2.la中年度传输损耗加一修1值得到，此项修卜由咚!确定。等效距离d、的计算见式(22)。8山吧卜5期一止，%_.一一理卜一一一一一{二=一一一丝赞一.一召一篆4l一尸JJ‘”一卜一一le二二广1全二卜，~一.一一一，一一，尸一一一一，‘一一巴井=二娜湘9鱿卜一~一卜一一二丘竺2}片三一陀巨巨二匕.百)叮)刽〕「]别」〔)1以川〔a)潮沮热带气候等效巨离dkm一一~~一~型之国~~、~心~，一一一一一-，一一巡‘、、、~‘竣冀一一~篆的%.~~~~、一火\{卿.=~~公二~、、卜缝_卿。5%一~一一一~~~一‘~、~一一~一一，，.一户一，-一、.一户，一卜，~门日口日卜~~一二之之卜~川匕甲「二口冬厂~{曰阵目口tOI】200别州卜】山卫日(b)沙澳气候等效即离d‘，km~--一一一~~一~山七~，~份一~~，，~卜-~~~.圳1户吧竺，卜一一一变~一一~~、~~、~~鲜。二份‘、、~，篆~，，.，.一二二二之兰主;舜共之二之全、口日尘一戒冬导霹巨昌日(C)溉带气候等效即离心，伙m图5最坏月份和年度传输损耗文 GB,T13619一924.1.2.5反常传播机制下的+扰路径传输损耗超折射与对流层波导之类的反常传播机制卜的干扰预测，适于II，以卜的时间这种机制卜的十扰传输损耗如下确定:卿1(尸)-92.5+201qIVd一(丫L讨”十护+丫、)(I·}乙。(d0)⋯⋯cZ3式中;f-频率，(;IIzd--一路径长度，km;丫一一为与无线电气候区、频率和时间百分数有关的衰减率，dBkm,执C千〔’IV,吸1下‘’》尸‘.............·..·...····⋯⋯加、式中七。一时间百分数.O的值见表40表4(、一C:在不同气候区的值区域(’("」〔(入1).川9‘)。川i“.}{)汁.干6入0.{4nu.labU。I;1讨.’2}一13魂)。百〕弓()()096D.E,日14厂一-----一-一一〔-!1.040(】.0了N们.95,}飞，n—为与地形不规则度入h有关的衰减率，dBkm;:、一厂X1O0、(h一50)H入、、C区(25入，区式中:h为地形不规则度(通常可表"l.为传输路径上100。和90"}的地形高度值的差)。乘积((的最大值为30dB。了、-一祸合损耗(其值与气候区和时间百分数的关系列J表5)，dIi,表5祸合损耗9dli时间fi分数尸卜域),nn,一下().-日盯dI4lh—发、收端水平仰角所引起的附加绕射衰减 GB/T1361，一92Ah=Ah,十Ah2而一一2019〔1十6.30了尹而〕十。.460iZ,11-f瓦t二1，27··⋯⋯(27、()0;·0式中:成:，人z—分别为发、收端的附加绕射衰减(Ah的最大值为30dB),dB0i,02—分别为两端的水平仰角(见图6),();dhi,dh2—分别为两端的视距(从接收天线或发射天线到相应视线点的大圆路径)，k。C,障碍物的曲率半径，m,水平仰角可在现场用仪器测出，也可用下面的公式近似计算:0一180C(hL一h,)/dhI一dh,/(2a<)〕/，0,二180C(hL:一h2)/dh:一dh2/(2a,)〕/二式中;hi,h,一一分别为两端天线的海拔高度，km;hLi,hL2—分别为两端视线点的海拔高度，km,a,—等效地球半径，km,图6路径的几何参数4.2基本参数计算4.2.1微波站大线通信方位的i了一算根据收发A、B两点的经纬度，计算A点到B点的真北方位角“八 GB/T13619一92((A:一o,)a=arctan(rad)..................(28a)cosV,tanG"2sinV,cos(必，lb,)当tonu。，flb’_,,an二a枯Lc,a人二冗+a，当tana一。，F!厂:，aA二兀一一a枯V,,aA2rz一}a角度与弧度的关系如下:兀1二—(rad)180式中:功1—八点经度;lb2-f3点经度;「:-一八点纬度;6:—B点纬度b.根据收发A,R两点投影坐标计算A点对t3点的真北方位角aA入fL[一tE"-.,(rad).·····.·················⋯⋯。二(28t))‘、入、、二{从一AI}、、二{V:一乍一I}u、二a禹klIz-Xz,yy:;aA二1十rx+Bmk1一k_,Y,_Y，a}二z一a牛HamA,..-Az,1}卜;御二2:c-a十口u卜、从，片从;〔入_k’十Ny艺不0)式中:X,-A点纵坐标;}一}—A点横坐标;‘丫:—B点纵坐标;1:-一日点横坐标;()m-A点所在地图卜方标出的真子午线与坐标的夹角。八点坐标在真f-午线左侧0m取〔一)值;人点坐标在真子午线右侧Hm取(十)值。42.2路径距离计算a.平坦地面计算方法(沙10km)d-a了(6:一1,I)`‘〔(0:一(b,)cosh:〕竺(km).·······⋯⋯(29)式中:。一一地球半径，a=637叭m;经、纬度参数均为弧度。b.大圆路径计算方法d二〔os’(cosacos刀十slnusin刀cosC)·a(km)············⋯⋯(30)式中:a二二2一6;f)二二2一子一:;〔’二0}一6,C.坐标路径距离计算方法I51 GB/T13619一92d=,/入料十八Y2(km)(31)式中各参数意义与4.2.1b相同。4.之.3天线增益的确定天线增益是通过实际天线方向图来确定的，但当缺少方向图资料时，可采用卜述公式预测设口为天线直径，几为波长，当D只100时，!以.2.5x10‘〔(bD只)2。、0一成川姚l2+1518(D0戈0·es咖48G〔功)l.(dB)(32).、、功、.32一251g功.L48to、_砂x,,180当DIii10。时，。、赤一_0、以，一2.5/102(沪D;A)22+151g(D一A)功,a;0_1001;I)G(必)100A一D,-价一48(dB)52一101g(D%A)一251g价10一1018(DA)484=_必、180式中:召。二lolgx"0.6(兀1);.)2〕Ol20}2一151g(U,扔()........................(35)U0:二15.85(U只)一0.6()〔36》度(b-偏离主波束中心轴的张角4.2.4鉴别角计算鉴别角计算公式如卜:口必吸二」办之。(rad)rOR0人·兀0尺二{‘L.1一pRIN兀OI-}Np。一ap(rad)r0;0};0、~北01=}‘乙兀一01(b(二a日式中:被干扰站的通信方位;anf干扰站的通信方位;苗卜Q点对P点的鉴别角注叨1尸点对Q点的鉴别角八·;，A))如图7所示:图中，AQ为信号传输路径。PQ为干扰路径。 GB汀1361992\图了鉴别角计算4.3载波干扰比C1计算4.3.1有用信号电平的计算(片一乙下十‘t十召了一I一LS式中:口—收信机输入端的信号功率，dBm;片一一发信机输出端的信号功率，dBm;‘，—发射天线增益，dBi;G—接收天线增益，dB，;与-一发射端馈线系统损耗.dB;L,z—接收端馈线系统损耗。dB:LS—路径传输损耗，dB。路径传输损耗LS可按如卜方法确定:a.当路径余隙ticH,，并且路径距离不超过l0okm时，按自由空间传输报耗计算;I、一92.5一201Rf+2oIgd当路径余隙!lH一Lk1.5I、尸力。。.··.·····...··.⋯⋯、相式中:1-一收信机输入端的干扰信号功率，dB;鹉—干扰发射机输出端信号功率，dBm;召一以(功1卜一于扰站天线在被干扰站方向的天线增益，dBi;喘份‘动。，-一被干扰站天线在干扰源方向的天线增益，dBi;I.、一被干扰站接收端馈线系统拟耗，dB;LT一一干扰站发射端馈线系统拟耗，dB;大、，—干扰路径传输栩耗，dB;人尸/)一一交又极化去祸，dB, GB,"T13619一92XpU与鉴别角有关，计算时查天线方向图:OxI1的计算参见1.2.5干扰路径传输损耗1，确定如卜a.视B.传播机制卜的干扰路径传输损耗与有用信号的视距路径传输损耗计算方法相同(见1..,.Iu和b)b.绕射传播机制下的十扰路径传输损耗这种传播机制卜的干扰预测，适于100一SlI”的时间.绕射衰减量按1.1.2.1一1.1.2.3中方法1t算c.对流层散射机制卜的于扰路径传输损耗这种传播机制卜的一干扰预测，主要适于10"-50"。的时间。传输报耗按1.1.2.1中式(1:i)预测、此时式中的C「和‘，分别为被干扰站和干扰站的天线增益，并且C(q)需要以一(’((/)代之，其中q川日尸，尸是干扰预测所关心的干扰出现时间rf31数d.反常传播机制「的干扰路径传输拟耗超折射与对流层波导之类的反常传播机制卜的+扰预测.适于1，(.以卜的时间这种机制卜的千扰传输损耗按1.1.2.5中方法计算、5微波接力通信系统干扰允许值5.1模拟FI)"b1;FM系统的干扰允许值在模拟系统的假设参考电路(目RC)的每个调制段内，系统外部的干扰源在最高话路零相对电平点处所产生的总干扰噪声功率在任意月份的200.以上时间内，每分钟平均的(加重不加权)干扰允许值规定如卜来自其他微波接力系统的干扰允许值为lops:ab.每个干扰源单频干扰允许的干扰噪声功率为90p1V,c.每个雷达干扰源的允许干扰噪声功率为911p"，每个调制段以及全程的雷达干扰源允许的干扰噪声功率均为90p115.2数字系统十扰允许值来自其他地面微波通信系统及宙达系统的干扰允许值(对2500km参考电路)规定如卜a.任何月份。.02",,-0.04.以上时问，任意一分钟射频+扰功率引起的平均误码率应不超过川卜b.任何月份。.00270,一。.洲54,}.以卜时间，任意一秒钟射频干扰功率引起的平均误码率应不超过川任何月份由于射频干扰功率引起的误码秒累积时间应不大于0.016",^0.0326FDMFM系统的干扰计算干扰降低因子当接收机鉴频器输入端的载波干扰比足够大时话路中基带干扰功率与载波干扰比之间呈线性关并可用干扰降低因子R表示:(41)loIg一式中:S-一一一个话路中的测试音功率1m认;—话路中(带宽为3.1k1tz未加权干扰噪声功率C一一接收的有用信号射频功率，kij—接收的干抚信号射频功率，认干扰降低因子R可进一步表示为 GBIT1361，一922(bf)2E(ffm)刀1018〔42)bf"D(f,f.)式中:of—有用信号测试音有效频偏(未预加重)，kHz,f一有用信号基带内有关话路中心频率，kHz,f—有用信号基带最高频率，k日，;h_"(f几)—有用信号基带内有关话路的预加重因子，P."(力几)二。.4十1.35(fifm)L十。.75(f"fm)1,f>—话路带宽，3.1kIIz;j‘，-一有用信号与干扰信号载频间隔，kHz;1)(f,f")一一干扰扩散因子。r)(f,f)丁S(F)Y,(f+fl,一F)dF+丁S(F)P,(f-fl,F)d厂〕一〔S(fAf}")+S(f-fo7·尸，干〔P,(f+五))+尸I(ff,)〕·5‘s)尸、「〕千s(f-f,)b(j)尸:(f)二尸(0)入竺(f)尸1，?尸,A=11当f二fs(f一f)二卜1uif二I)式中:s(f)—有用信号归一化功率谱密度的连续部分，Hz、;尸(f)—干扰信号归一化功率谱密度的连续部分，FFz1,s)一一有用信号归一化残余载波功率，.S.，=exp〔一);尸.—干扰信号归1化残余载波功率，尸1，二exp(一。)。阴2a二一一一(0.4+1.6￡)t将干扰信号的对应参数代入式〔44)，便可求出aj一阮e二川有用信号的有效调制指数;八有用信号的基带最低频率，kFiz;4(I)接收机滤波器幅一频特性(以干扰信号载波中心频率为原点)。6,2+扰噪声功率〔未加权)与载波干扰比的关系〔’101g了二9()一loinN，一BA"一l0Con一101q(‘1)一R)toFDMFM系统对FDMFM系统干扰计算:，:.，低调制指数时的干扰计算模式a.当干扰信号为低调制指数有用信号为中、高调制指数时，2((5f)=1,(f几)刀=1018⋯(46)bf2Cs(f十fl.)(f一f,)〕式中:6f—有用信号测试音有效频偏(未预加重)，;s}iz名盛了-一有用信号基带内有关话路中心频率，k川z;{岛8 GB/T13619一92fm—有用信号基带最高频率，kHz;E",(f几)—有用信号基带内有关话路的预加重因子;E(f%fm)=0.4+1.35(刀fm)+0.75(flfm)tb—话路带宽(3.1kHz);fl,—有用信号与干扰信号载频间隔，k日2;S(f)—FDM/FM有用信号的归一化功率潜密度的连续部分，HzFDM}FM信号频谱密度的数学表达式是非常复杂的〔参见附录A).为r使问题简化.采用图表法近似求解。式(46)中，‘(f+f,)可按下述过程确定:f+f"，.._「二1。令:I，一一下，刊用I，，将t对应于图中参数ffm.并根据已知有用信号的调制指数川查出1爪值f-S(f十五))并除以基带最高频率几。同理，可以求出值S(f厂，)最后将查曲线求出的值S(1-f-,)和S(ffl,)代入(96)式便可算出干扰降低因子Bb.当有用信号为低调制指数于扰信号为中、高调制指数时。厂厂Jz(6f)21..一一j)(片11二ION口(f-式中:尸(f)-FDM,FM干扰信号的归一化功率谱密度的连续部分，IIz’。这里.尸(f+f,)和1)(/一f,,)确定方法与6.3.1a相同c.有用信号和干扰信号均为低调制指数时，当调制指数《1时，FDM信号的能量主要集中在残余载波和上下两个第一边带，此时信号和干扰频谱的交迭情况如图8所示:载倾间隔f.踌-一-一一一~-一~一侧信号软拓十扰载颧门卜/|1|1|一{}一信维丝色卜.1|1|1|1~、信LIKF;Af}ii「|j|11干拢波上边带|1}1十扰故「边带﹄..|一凡F,F,-F,F,-F"=F图8低调制指数时信号波和干扰波频谱的交迭图此时S,,-P,,-1，因此·户式(43)的干扰扩散因子为:[)(f,f,)尧cF)尸.(f十I一F)“厂十丁‘(F)尸(ff,，一F)dl+S〔f+f,)+S〔f-f)十尸(f十f.)一尸:(介f".>+6〔f--f,,)b⋯⋯(48其积分上下限由下列三个不等式确定:I"ll、}fI、凡F.一f+f,，一F,I、1,12h，一If-f,，一la{戈l}r进」步，由于低调制指数下的载波对边带的差拍远大于边带对边带的差拍所引起的噪声，故式(48)可简化为下式:}cf,f=}}S(了+f.,)十scf-fn)+一尸.(厂+f}l)‘h,(f-J}")······⋯⋯，19 GBT1361992‘.3.2中等调制指数时的卜扰1}算当有用信号和干扰信号的调制指数以及载波频率间隔给定时，干扰降低因子六，可按如下步骤计算:首先利用「扮M/}犷M归化功率洁右度‘冬见附录、〕或图91」〕八1/厂、4归一化功率满密度曲线及式(4:3)计算卷积;然后根据接收机滤波器的幅一频特性求出残余钱波影响;最后，利用式曰加确定话路干扰降低因[当有用信号和干扰信号的城带最高频率相同，即几.几:一品时{拢};年低因f/、的计算叮以进一步简化:令:。二了俪弃不1‘，+了j，+jj，一jj一fjZ二九j，几Zf。未】}J/j.身州盯}}]曰口口!}l)厂口口l0.25口卜一门(，目日J民尸~~叫叫巨二州一口石口了口尸吐土二二二二口庄三益尧之竺口国心尸/压叮)尸「「多不/多民三卖，︹Z1//口口子尸口日洲)心反亥容)的谈1·25产//夕爪尸汽叮护}乙找不长称恻湘/爪尸口尸才日}/刀阳衫泌勿丫界/石区厅「口1才1，，/网怀乡公攀/夕「2/阵「「吓{叼.，//哪/厂厂厅「厂冈才J厂刀/7「2·牙爪四冈口月了口/尤/「少了口叮汽日I囚///口尹汽厂厂仄丫犷份(//’一产厂3/3.、/曰厅口1刀才//口砰试八‘了犷叨铆){姗///曰0。102渊制指散m图9「I)MFM信号归化频谱密度利用图9再根据上式jl、几和。对应的值求出介万以)，介言(j:)，然后计算1少、j，刃.)二一〔介、(j。)+几、。厂:，:..⋯，.......⋯⋯。......⋯⋯。5。，1爪!式中:几—有用信号基带最高频率，‘Hz;凡:—干扰信号基带最高频率，k日，;川1—一有用信号的均方根调制指数;用2—干扰信号的均方根调制指数;了一.有用信号基带内有关话路中心频率，kHz广.—有用信号与干扰信号载频间隔.kH， GB-T13619一926.4数字系统对F[AlFh1系统的干扰计算6.4.1尸SK数字信号对卜DMFM系统的干扰有用信号为低调制指数时z泌f)`F(介f)一B-10Ig{sn九Sinncf}一J)了’5了一(f+fa)7",bf0"Ts〔(、一一一)z+兀)”〕(f}一f)Ts(f,+f)Ts式中:Ts=I(PD);刀二1JIOP,Z解;盯—信号的调制相数;D—信号比特率，kbit-s;f=—有用信号与干扰信号的载波频率差，kllz;f—有用信号基带内有关话路中心频率，k1-iz,b.有用信号为中等调制指数时F格计算需求出式〔43)的卷积。由于两种信号的频潜不同，计算机处理的运算量很大，为此在附录B(参考件)中给出简化估算式作为参考。6.4.2MQAM信号对FDM-FM系统的干扰a.有用信号为低调制指数时一B二101g(2(6f)2E(f止乙‘、bf2D(f,f,)式中L+1(f}、一f)TS、，。sins(f-fl)7"s、.、一}“十I一一一一一一下一甲下万一万厂一]一f1)‘J.J")=3万下丁石7"、1〔C-s1nn(f,，一f)Ts行~1(J‘+I)1-I』二、万;M—调制电平数;其他参数同6.4.1a,b·有用信号为中等调制指数时的干扰计算同6.4.16,6j单频干扰当调频信号的有效调制指数较小，并且有用信号和干扰信号的载频差落入被干扰信道的基带内时，应特别注意残余载波差拍所产生的单频干扰。单频干扰的计算式如下:5_竺、、。、;2(af)"E(广fm)(53)又;一一If2S。·P,,式中:S",尸。有用信号和干扰信号的归一化残余载波功率(参见式(44)对于未调信号，调制指数爪二0);一fn-信号载频与干扰信号载频差的绝对值，f}f一f.f-f—有用信号和干扰信号的载波频率;当载频差为零时，f.)决定于发射机的频率稳定度:几一f==min{f,(Is}+}S})，S,,S,—有用和干扰发射机的频率稳定度。其他参数与式(42)相同6.6j)限恶化门限电平定义为恰好满足中断概率指标的接收信号电平。描述门限恶化的一种方法是给出最人允许的干扰信号电平。式(55)可用来估算T4"F%9系统和FDMFM系统的最大允许千扰信号电平 GB/T13619一92I二Xin一10+.4。r口0〕式中:I-最大允许干扰信号电平，dBm;K,n—被千扰接收机的门限电平，dBmSe—被干扰接收机的有效选择性，dB。7数字微波接力通信系统干扰计算7.1误码率计算公式〔符号误码率)a.MPSK调制系统麟Pp-0.5cxp(厂}=A=)(D131,SK)当M二2时曲Pe-0.5erf<(v)(BI"SK)》2时PI-erfc〔ksin(t)〕(MPSK)erfe〔Y)补余误差函数;erfc(Y)一里(exp、一::，dzJrx"--log,ME,,,,M",一二丫气1而t一兀一八9V-调相相数)赴A,，一信号比特能量与噪声功率谱密度之比;分勺t万)、—对应f某1误码率(如10:‘或10”)的信噪比理沦值，dB。b.MQAM调制系统尸。2PL(1一合PL)L一13尸}、Lrfc〔(M-1)。〔’八)、〕······..··.·.⋯⋯‘.式中:(C入)，的意义与7.la相同;P,-MC2AM调制系统两个正交分量之一的基带信号误码率;V-调制电平数;I二丫;tip7.2信号干扰比允许值计算7.2.1同波道干扰根据L述公式可算出信噪比的理论值(CN)，另外还有设备不完善引起的恶化，系统内部干扰引起的恶化和系统外部干扰引起的恶化;因此，实际的门限信噪比可表达如下:(’入).卜二‘〔一刀)，十a,+热+饥····.······················.·············一(62)式中:(C=N)m—对应于某一误码率(如10“或10")的门限信噪比，dIi;(C,N)，—对应于某一误码率(如10“或10e)的信噪比理论值，dil;a,—设备恶化量(设备厂家给出)，dB;飞62 GB/T13619一92占:—系统内部干扰的恶化量，dB;6,—系统外部干扰的恶化量，dB信号干扰比允许值((’一I)}可按下式近似估算:(C1)。二(CN),n+I‘dB)························.....·⋯⋯，(63)式中:A-由于系统外部干扰所要求的信号干扰比增量，dB,1与6,的关系如下:r1二一l01g(]00.16一l)一般取6:一().04一0.4d13，则J=10一20dB了，2.2相邻波道干扰相邻波道干扰it一算应计及干扰抑制因子1RF，此时信号干扰比允许值修改如卜:(C?1)a=(CI)，一IRF(64)工w"(f)Y"(f)dfIRF101g—(65)工环“(f一了。，Y=“)“式中(CI)n—相邻波道干扰的信号+扰比允许值，dB。w(f)—有用信号归一化功率谱密度.Hz’;川(f)—干扰信号归一化功率谱密度，Hz’;f,—一有用信号与干扰信号载波频率差，Hz;F(f)—收信滤波器选择性。啾收信滤波器选择性，一般是由设备厂家给出的。缺省时、可用Butterworth滤波器来代替Butterworth滤波器的频率响应由下式给出1幽F=(f)1(fXTs)""式中:7"、二1(l31)):13二1Iogz盯;t/一一调制电平数;了)—信号比特率8雷达对微波接力通信系统干扰计算8.1雷达于扰的主要因素雷达对微波接力系统的干扰可分为两类:a.雷达辐射成分i入接收机通带内产生的干扰;b.由f微波接收机混频器的非线性，带外雷达基波产生的干扰。8.2干扰预测模T}8.2.1带内干扰微波站天线口端的射频信号干扰比((’1)dB计算:(("1)dH一C一](dB)····································⋯⋯(67)式中:‘’一收信机输入端射频信号电平，dBm;1—收信机输入端雷达干扰信号的峰值电平，dBmo GB/T13619一92I二ptp一LsI+GRI0R)一L,PUPtp一P,+G，一L;一L-sP一::一式中:只P一一干扰信号的辐射功率，dBm;L,p-辐射衰减量，dR;该参数与雷达的辐射类型和调制信号的形状有关;一般由雷达设备厂家或通过测试给出;当该参数未知时，对于脉冲幅度调制的雷达信号.可按F面公式近似计算。当雷达干扰信号的载波频率落入被干扰接收机通带内时，I_P()、〕.当雷达干扰信号的基波频谱落入被于扰接收机通带内时，根据调制脉冲的形状按如下情况考虑:矩形调制脉冲L。、201g(五:)一lo,9(B,:)十13···········，············⋯⋯川。余弦调制脉冲L,p、1019(fo:)一lolg(B,r)+19·······················”···一70b)余弦平方调制脉冲Lsp-6ol9(五，:)一iolg(B,:)十19·························一浮(，、、式中:f,;二}入一f，一f(,fl—有用信号和雷达干扰信号的载波频率，MHz;B,—收信机频带宽度，MHz;:一脉冲宽度，ps当雷达干扰信号的杂散辐射功率落入被干扰接收机通带内时目前我国尚未建立雷达发射机杂散辐射衰减量的统计模型标准，因此，杂散辐射衰减量应以实测数据为准:月—脉冲发射峰值功率，dBm;以雷达天线增益dR】方雷达馈线损耗dB大、一一干扰路径传输损耗，dB;召、1必、)—被干扰站在干扰源方向的天线增益，dBi;P1)—被干扰站天线在必:角时的交叉极化去祸，dB;L,一被干扰站接收端馈线系统损耗，dBa注:气干扰噪声临界于干扰允许值时，应以实测值为准8.2.2带外干扰微波接收系统对带外干扰的频率响应，取决于它的馈线和分路滤波系统在工作频带外的频率响应.以及由混频器形成的变频响应设五为被干扰信道的本振频率，f，为接收机的中频，f:为干扰信号的载波频率则混频器产生的新的频率成分为fN、二。f1一mf1当f=一。.-Br，fh，f,+0。5刀r，时，就能对微波接收机形成变频干扰。式中Br，为中频带宽，n和，分别为本振信号和干扰信号频率的谐波次数带外干扰与带内干扰的不同点是把计算点从高频((’iI)d。移到中频(C.I),dB161 GB/T13619一92(("I)id。二(C/力dB+L(f.)+L.“”·”····”·······.·”··(7?式中(C/I)dB—混频器输出端的信噪比，dB;(CI)dB—被干扰f;道载波功率与雷达干扰载波功率比，dB;L(h，一一被干扰信道的天线至混频器输入端的天馈线波道滤波系统在频率f的总响应该参数由设备I‘家给出，dB;一微波接收机混频器的变频响应，dB;1、()、L，二2〔)]只一jn(1()j十2019(。!(m一I)(1-1+州『」。、、(d日〕····“·⋯73In厂lo)—。阶第一类修正贝塞尔函数;l0”2kIn‘10)二乏{了4)k们2”一2k!(k一n}!1"idB.]。二C(C/1)d。一L(f,，···”·············”······“··⋯7.5式中:hldBo.—混频器输入端千扰信号以毫瓦为零分贝的绝对功率电平，dBm;C一收信机输入端射频信号电平，dBm;8.3干扰噪声的确定如果干扰允许值是以射频信号干扰比形式给出的，那么可以直接使用8.2介绍的方法进行电磁兼容分析;当干扰允许值以噪声功率给出时，需要从实际电路射频信号干扰比中确定干扰噪声功率.以便和干扰噪声允许值进行比较。干扰噪声功率刃，的表达式如下:/V,一U)`.411厂11nIK‘(,}-6u-R=/Io‘P`"kI式中7-脉冲宽度，45;f,—重复频率，Hz。需要指出:在5.16中噪声允许值是以平均噪声功率给出的;由于式(68)计算的雷达干扰信号电平是峰值电平;因此，雷达干扰波的峰值电平需要转化成平均电平。式中11)18crf,)-61)是将雷达干扰波的峰值电平转化成平均电平的因子。从式(76)可以看出，雷达信号对F1)M/FM系统的干扰噪声与射频信号干扰比之间的关系可通过干扰降低因子H联系起来(参见6.2)0对J;脉冲幅度调制的雷达信号，干扰降低因子H的精确计算，需要根据式(13)对雷达脉冲信号和FDM/FM信号的归一化功率谱密度(参见附录A)做卷积运算，由F计算数据量相当庞大，因此计算工作必须借助于计算机才能完成。当F1)M/FM信号为低调制指数时，可采用下面的近似式估算:a.矩形调制脉冲2(刃)2E介如。)⋯⋯.‘7了B-1018(h12Sill江Sill兀1110一·、1!{〔二‘f,、一f)7〕2十〔十1)一式中:6f—有用信号测试音有效频偏，}1z,1—有用信号基带内有关话路中心频率Hzf=,—有用信号基带最高频率，Hz、Fc夕1,1))—有用信号基带内有关话路的预加重因子:1:(1fm>--o..A一1.35If%fm)0.75}f%fm)l GBT13619一92不—脉冲宽度.5;山(=有用信号与干扰信号的载波频率xb.余弦调制脉冲2((5f)2E(ffm)H二1018()......(786f2cost(f。一f)了_，_。〔，、。(f十/,)7)月一——{一十[—一-1一4r2(f。一f)`,,14r`(fn*t)-式中r才二—1~其他参数意义与a.相同c.余弦平方调制脉冲。二101e(共2(df)"E加(ffm)一)。。.。。。。。。。·。‘74Sinn(f.,-f):sin二(f+f)r一’bf-A}〔=(f一ho一r"-(f,，一f)=)r(f十f..)(1一rz(f、十f)"")式中A二不3z=其他参数意义与a.相同。需要指出，对J几带内干扰.当雷达的杂散辐射起主要干扰作用时，(77)一(79)式干扰降低因f-It的计算应取最坏情况F的值，j取有用信号裁带最高话路的中心频率并H_J-f;对f=带外干扰.f、一I:一IN(见8.2.2) GB/T18619一92附录A功率谱密度r参考件)数字信号功率谱密度a.MPSK信号规一化功率谱密度以载波频率为中心的规一化功率谱密度:。‘Sinn厂s、W(f)Isl二二~}人1、兀p,-:T，二1/(方D);D—信号比特率，bit/s;刀二1/log2M;M—信号调相相数。b.MQAM信号规一化功率谱密度sin二fTsW(f)L〔〕ZnfTs:7’、1(刀D);D—信号比特率，bit/s;刀二1/Iog2m;Al一一调制电平数。A2FDM/FM信号的规一化功率谱密度集中在以载波频率为中心的规一化功率谱密度的表达式为:州2砚W(f)exp(a)[d(f)+ES(fl".S(()〕n!n式中:d(f)—狄拉克函数;S(f)""S(f卜一-函数S(f)的n次自卷积;S‘f)—信号相位的规一化频谱密度。们s(f>“动F二fl!fm/I-基带最低频率;f.—基带最高频率。F(ffm)二0.4+1.35(f几)“+0.75(Uf})“，"f%fm从。二世(0.4十l.6￡)均方根调制指数。m-习爪1时，式(A3)可简化为:I67 GB/T13619一921W‘f)宋艺一eXP(1-11,-(f=、21m2击，A夕(一1一、(2.37xm_1a0干7.16xm160)二(一了一)fI了2厂f,、1"2-929x10"5.854x10(9.)Jfn()}、6爪s了5，/了式中:f,—多路信号有效频偏:凡!//几‘k)一(1)"子1,。〔X}(2刀夕!该式为规一化埃尔米特多项式。。阶埃尔米特多项式11,(.k)定义如Fd"III(K)110exp(竺J万rtexp‘V2)..................雷达幅度调制信号的规一化功率谱密度a.矩形调制脉冲sin二厂T劝环‘户一:〔J兀fT—脉冲宽度。‘.‘余弦调制脉冲If"‘f’一“厂Cosa扭~1一4T0J〕2式中斗rn2其他参数意义与a.相同C.余弦平方调制脉冲料环一(j)“c群....................-...⋯⋯了ra16"T其他参数意义与A.相同。杯只 GB/T13619一92附录B数宇信号对模拟FDM/FM系统干扰计算的简化算法(参考件)数字信号对模拟FDM;FM系统于扰的精确计算，需按照6.1中式f4}一11,11算干扰降低因子B,但运算量很大，特别当FDM/FM信号为中等调制指数时，必须借助于计算机进行数值计算为此，在工程上常采用简化公式进行估算‘B1同波道干扰计算公式C一88.。一R、川一2019互101gN,1i(dB。.......⋯.⋯，131式中和户f相对于平均发射功率4kHz带内的数字信号归一化功率谱密度，dBj(即数字信号的平均归一化功率谱密度乘以4kHz带宽因子)指定话路的中心频率;E二loIgLO-1一1.35cf/f。)2+0.75}fj。>-"J(dB)日2·坛好—基带最高话路频率一测试音有效频偏;入.—指定话路中的未加权干扰噪声功率，PbVB2相邻波道干扰计算公式C__，、，，.Sf二二2Sb·”一K‘了了、川一L:一即叹牙一l0ig/},(dli13:i1I式中:五、—有用信号与干扰信号载波频率差其他参数与B1相同。附录CFM/TV信号对FDM/FM系统干扰计算(参考件)FMTV信号对FDMFM系统的干扰，干扰降低因子B的计一算可按式((2((5f)}E〔ffm)B一loIgsin(0.08nn，C0.118ft,〕扮0.08n:c式中:。11(f一I}.)ll=1八s625fl}=f,f.11—行扫描周期，5;f,—行同步顶端电平所对应的射频，F行:I‘一有用信号的载波频率，Hz马有用信号和干扰信号的载波频率相同时jl〕，IMil. GB/T1361，一92附加说明:本标准由国家无线电管理委员会提出，由全国无线电干扰标准化技术委员会归门本标准由邮电部第四研究所负责起草。本标准主要起草人韩建敏、许仁秋、李诚。'