基于数字控制的交流调速系统设计.doc 91页

'山东科技大学学士学位论文ABSTRACT基于数字控制的交流调速系统设计摘要随着工农业生产的发展，人们对调速技术的要求也越来越高。异步电动机具有结构简单、运行可靠、维护方便等特点，随着电力电子器件、微处理器以及控制技术的发展，交流调速的应用也越来越广泛。变频技术的出现改善了交流电机的调速性能，同时基于微处理器的数字交流调速系统也已经进入人们研究的范围。本课题来源于实验室的实验装置，主要目的和任务是设计一个数字控制的交流电动机调速系统，主要研究内容由软硬件两大部分组成。硬件部分完成控制系统的硬件设计，包括硬件电路设计，其中包括主回路的选择、单片机控制系统的组成与实现；软件部分完成对主程序、初始化子程序、中断服务子程序三大部分的设计，其中中断服务子程序包括状态量（电流、转速）检测子程序、数字PI调节子程序、SPWM生成子程序。最后，在实验设备的基础上完成调试运行，检测各关键点的波形。本设计针对交流异步电动机调速控制系统进行了研究和探讨，提出了相应的硬件、软件设计方案，以TI公司的电机专用控制芯片DSPTMS320F2812为控制核心，采用正弦脉宽调制(SPWM)技术，实现了对交流异步电动机转速闭环矢量控制，从而使交流电机运行精度得到很大提高。关键词：DSP交流调速SPWM矢量控制 山东科技大学学士学位论文ABSTRACTABSTRACTWiththedevelopmentofindustrialandagriculturalproduction,peoplealsomoreandmorehightotherequirementoftechnology.Asynchronousmotorhasmanycharacteristics，suchassimplestructure,reliableoperation,convenientmaintenance,etc.Asthepowerelectronics,microprocessorandcontroltechnologydevelop,theapplicationofacspeedregulationisbecomingmoreandmorewidely.Theemergenceoffrequencyconversiontechnologytoimprovetheperformanceofacmotorspeedcontrol,digitalacspeedregulationsystembasedonmicroprocessoralsohasenteredtheresearchscopeofpeople.Thistopicisderivedfromthelaboratoryexperimentdevice,themainpurposeandtaskistodesignadigitalcontrolofacmotorspeedcontrolsystem,themainresearchcontentiscomposedofhardwareandsoftwareoftwoparts.Hardwarepartofthecompletecontrolsystemhardwaredesignincludeshardwarecircuitdesign,theselectionofmaincircuit,singlechipmicrocomputercontrolsystemcompositionandimplementation;softwarepartcompletesthemainprogram,theinitialprogramandtheinterruptservicesubroutinedesign.Interruptservicesubprogramincludestatedetectionsubroutine(current,rotationalspeed),digitalPIcontrolsubroutine,SPWMsubprogram.Finally,onthebasisoftheexperimentalequipmentdebuggingandrunning,completetestingwaveformofeachkeypoint.Thisdesignforacasynchronousmotorspeedcontrolsystemisstudiedanddiscussed,thecorrespondinghardwareandsoftwaredesign,withthespecialmotorcontrolchipDSPTMS320F2812ofTIcompanyasthecontrolcore,using 山东科技大学学士学位论文ABSTRACTsinepulsewidthmodulation(SPWM)technology,realizingtheclosed-loopvectorcontrolofacasynchronousmotorspeed,sothattheacmotorrunningaccuracyisgreatlyimproved.Keywords:DSP,ACspeed-adjusting,SPWM,vectorcontrol 山东科技大学学士学位论文目录 山东科技大学学士学位论文绪论1绪论由于交流异步电动机变频调速系统拥有较好的调速和启、制动性能和它的高功率因数、高效率等多种优良特性，再加上其完善的调速性能、较好的节电能力和通用的适用性推广性能，使得变频调速技术一跃而成电气传动技术发展的核心领域。基于DSP的矢量控制系统的交流调速方案很好地运用到工程实际中。并且随着电力电子技术、控制理论等学科的发展和各种功率器件、微电子技术、计算机技术的不断推陈出新，矢量控制技术越来越成熟，交流调速技术迅猛发展。1.1课题研究的目的和意义在实际的生产过程中离不开电力传动。生产机械通过电动机的拖动来进行预定的生产方式。2050年代前，电动机运行的基本方式是转速不变的定速拖动，应用于控制精度不高以及无调速要求的许多场合。但是随着工业化进程的发展，对传动方式提出了可调速拖动的更高要求。直流电动机可方便的进行调速，但是直流电动机体积大、造价高，并且无节能效果。而交流电动机体积小、价格低廉、运行性能良好、重量轻，因此对交流电动机的调速具有重要的实用性。8 山东科技大学学士学位论文绪论目前交流变频调速技术不但在传统的电力拖动系统中得到广泛的应用，而且几乎已经扩展到了工业生产的所有领域，并且在空调、洗衣机、电冰箱等家电产品中也得到了广泛应用。在众多调速技术中，交流变压变频调速之所以受人瞩目，是因为它能根据负载的变化使电机实现自动、平滑的增速或减速，调速特性基本保持了异步电动机固有转差率小的特点，因而其效率高、范围宽、精度高且能无级调速，是异步电动机最理想的调速方法，尤其适用于水泵和风机，与传统的阀门、挡板调节相比，节电率高达40%以上，同时这些领域对变频器性能的要求不高，只需模拟式八位微机控制即可。实践证明，从数百瓦的伺服系统到数万千瓦的特大功率高速传动系统，从小范围调速到高精度、快响应、大范围调速系统，从单机传动到多机协调联动，从饲料和食品加工到钢铁冶炼等凡用到电机的场合，由于变频调速技术的应用，都把调速效率和精度提高到前所未有的水平。当今的交流变频调速系统包含多种学科的技术领域，总的发展趋势是驱动的交流化，功率变换器的高频化，控制的数字化、智能化和网络化。数字化控制技术是当今科学发展的趋势。采用单片机、PLC或计算机等数字控制器件控制交流调速技术也是现在工厂自动化应用比较广泛的技术。1.2国内外研究情况及其发展8 山东科技大学学士学位论文绪论当前交流调速技术研究和讨论的焦点是变频器矢量控制和直接转矩控制技术。二者都是在交流异步电动机高性能变频调速装置中得到广泛应用的两种控制方案，并且都已经普遍应用到实际的变频产品中。实际中存在这样的讨论研究，即矢量控制和直接转矩控制是否属于同一代的高性能交流调速技术。对于这个问题的讨论学者们普遍认为二者的理论基础都源于电动机的多变量非线性数学模型，两者都采用转速和磁链分别控制，在转速环内设置转矩环，可以抑制磁链变化对转速子系统的影响，从而使转速和磁链实现近似的解耦。因此，两种系统的基本控制结构是相同的。二者的不同之处在于：矢量控制系统采用转子磁链定向，实现了定子电流转矩分量与磁链分量的解耦，可以按线性系统理论分别设计转速和磁链调节器，实现连续控制，从而获得较宽的调速范围。但转子磁链定向易受电动机转子参数变化的影响，降低了系统的鲁棒性。直接转矩控制系统则采用转矩和磁链的砰—砰控制，避开了旋转坐标变换，简化了控制结构，它控制的是定子磁链而不是转子磁链，不收转子参数变化的影响，砰—砰控制本身属于P控制，可以获得比PI调节更快的动态响应，但会不可避免地产生转矩脉动。因此，两者在本质上是相同的，都具有较高的静、动态性能，两种系统的具体控制方法不一样，具有不同的特色和优缺点。在实际应用中，国外已经取得了较为满意的成果。在大功率交—交变频调速技术方面，法国阿尔斯通公司已能提供单击容量达3万千瓦的电气传动设备用于船舶推进系统。在大功率无换向器电机变频调速技术方面，意大利ABB公司提供了单机容量为6万千瓦的设备用于抽水蓄能电站。在中功率变频调速技术方面，德国西门子公司的SimovertA电流型晶闸管变频调速设备单机容量10-2600千伏安，SimovertPGTOPWM变频调速设备单机容量为100-900千伏安，其控制系统已实现全数字化，用于电力机车、风车、水泵传动。在小功率交流变频调速技术方面，日本富士BJT变频器最大单机容量可达700千伏安，IGBT变频器已形成系列产品，其控制系统也已实现全数字化。8 山东科技大学学士学位论文绪论我国变频调速技术的应用，是一个由试验到实用，由辅助系统到生产装置，由考虑节能到全面改善工艺水平，由开环手动控制到闭环自动控制，由低压中小容量到高压大容量的发展过程。多年来，国家有关部门一直致力于变频调速技术的开发及推广应用，并给予重点扶持，将推广应用变频调速技术作为风机、水泵节能技改专项的重点投资方向。虽然国内在这一领域研究投入很多，发表文章不少，但产品的实用化还跟国外产品差距很大。在大功率交—交、无换向器电机等变频技术方面，国内只有少数科研单位有制造能力，但在数字化及系统可靠性方面与国外还有相当差距。而这方面产品在诸如抽水蓄能电站机组起动及运行、大容量风机、压缩机和轧机传动、矿井卷扬方面有很大需求。在中小功率变频技术方面，国内几乎所有产品都是恒V/F控制，仅有少量的样机采用矢量控制，品种与质量还不能满足市场需求，每年还需大量进口。1.3交流调速系统的优越性1.3.1交流变频调速基本原理变压变频调速是改变异步电动机同步转速的一种调速方法。交流异步电动机的转速可表示为：（1-1）式中，为电动机转速（r/min）；p为电动机磁极对数；f为电源频率（Hz）；s为转差频率。由上式可见，影响电动机转速的因素有：电动机的磁极对数p，转差频率s和电源频率f。其中，改变电源频率来实现交流异步电动机调速的方法效果最理想，这就是所谓变频调速。由可知，只要控制好和，便可达到控制气隙磁通的目的。（1）基频以下调速8 山东科技大学学士学位论文绪论当异步电动机在基频（额定频率）以下运行时，如果磁通太弱，没有充分利用电动机的铁芯，是一种浪费；如果磁通过大，又会使铁芯饱和，从而导致过大的励磁电流，严重时还会因绕组过热而损坏电机。由此可见，最好是保持每极磁通为额定值不变。当频率从额定值向下调节时，必须同时降低，使（1-2）即在基频以下应采用电动势频率比为恒值的控制方式。然而，异步电动机绕组中的电动势是难以直接检测与控制的。当电动势值较高时，可忽略定子电阻和漏感压降，而认为定子相电压，则得（1-3）即恒压频比的控制方式。低频时，和都较小，定子电阻和漏感压降所占的份量比较显著，不能忽略。这时，可以人为地把定子电压抬高一些，以便近似地补偿定子阻抗压降，称作低频补偿或者低频转矩提升。带定子电压补偿的恒压频比控制特性为图2.1中的b线，无补偿的控制特性则为a线。（2）基频以上调速在基频以上调速时，频率从向上抬高，受到电动机绝缘耐压和磁路饱和的限制，定子电压不能随之升高，最多只能保持额定电压不变，这将导致磁通与频率成反比地降低，使得异步电动机工作在弱磁状态。把基频以下和基频以上两种情况的控制特性画在一起，如图1.2所示。一般认为，异步电动机在不同转速下允许长期运行的电流为额定电流，8 山东科技大学学士学位论文绪论即能在允许温升下长期运行的电流，额定电流不变时，电动机允许输出的转矩将随磁通变化。图1.1恒压频比控制特性a—无补偿b—带定子电压补偿在基频以下，由于磁通恒定，允许输出转矩也恒定，属于“恒转矩调速”方式；在基频以上，转速升高时磁通减小，允许输出转矩也随之降低，输出功率基本不变，属于“近似的恒功率调速”方式。图1.2异步电动机变压变频调速的控制特性8 山东科技大学学士学位论文绪论1.3.2交流调速系统的优点交流电机变频调速系统和其它调速方式相比具有以下特点:（1）交流变频调速系统具有和直流调速系统相同的调速平滑、方便、过载力矩和起动力矩大等优点。GE、SIEMENS、ABB公司交流变频调速系统的调速范围可达1:100，过载能力可达150%、120s。东方电机股份有限公司为攀枝花钢铁公司1450热连轧机R2粗轧机设计的主传动电机为全数字化矢量控制交交变频调速同步电动机，功率5000kW，过载能力为250%、60s，可频繁正反转。（2）交流电机容量、速度和电压等级可以做得很高。可以根据需要设计出高转速、大容量的交流变频供电大型交流电动机，而直流电动机因受换向条件的制约其容量和速度受到很大限制。（3）效率高，节约能源。在相同的情况下，交流变频驱动比一般直流传动方式能提高效率5%左右，比电动机—发电机组供电的直流传动方式提高效率15%左右，比其它交流调速方式提高效率20%以上，节能效果显著。（4）系统的控制精度和响应速度均优于直流传动指标和水平。采用32位计算机控制的交流变频同步电动机调速系统具有比直流调速高得多的动静态调速性能指标,其动态速降小于1.9%,动态恢复时间小于70ms,静态速度精度小于0.1%。（5）体积小、重量轻、占地面积小。日本某钢厂采用交交变频同步电机替代了原三电枢直流电机,电机功率同为11250kW,交流电机仅用了原直流电机三分之一的占地面积。（6）转动惯量小。宝钢2050mm热连轧机,直流主传动电机2ⅹ8 山东科技大学学士学位论文绪论4500kW(250/578r/min)为双电枢传动,转动惯量为76.8t.m2,而交流主传动电机9000kW(250/578r/min)为单电枢传动,转动惯量为17.2t.m2。（7）提高了运行可靠性,减少了维修工作量,降低了运行成本。通常,相同容量交流电机效率比直流电机高出3～5%,GD2只有直流电机的1/4～1/5,冷却水量仅一半,占用空间节省1/3以上,维护工作量减少至1/4以下,初期投资也省去一半,而且运行安全。8 山东科技大学学士学位论文正文2异步电动机的矢量控制理论矢量控制理论是由德国的F.Blaschke在1971年提出的。矢量控制法成功的实施后，使交流异步电动机变频调速后的机械特性以及动态性能都达到了与直流电动机调压时的调速性能不相上下的程度，从而使交流异步电动机变频调速在电动机的调速领域里占用越来越重要的地位。在采用矢量控制的交流调速系统中，将异步电动机置于一个同步旋转两相参考坐标系d-q进行控制。在以产生同样的旋转磁动势的前提下，三相对称定子绕组中通入的交流稳态电流就转换成随参考坐标系同步旋转的直流量，从而将异步电动机等效为直流电动机模型。其中异步电动机的转子磁链相当于等效“直流电动机”的励磁磁链。异步电动机的矢量控制系统就是通过控制等效“直流电动机”，以获得良好的转矩特性。2.1正弦脉宽调制SPWM技术怎样实现变频的同时也变压？我们想到了脉宽调制PWM。但是一组等宽矩形波不能代替正弦波，因为它存在许多高次谐波的成分。 山东科技大学学士学位论文正文SPWM波即正弦脉宽调制波，是宽度渐变的脉冲波，其宽度变化规律应符合正弦的变化规律。SPWM波大大地减小了谐波成分，可以得到基本满意的驱动效果。产生正弦脉宽调制波SPWM的原理是：用一组等腰三角波与一个正弦波进行比较，其相交时刻（即交点）来作为开关管开通或关断的时刻。将这组等腰三角波称为载波，正弦波则称为调制波，正弦波的频率和幅值是可控制的。改变正弦波的频率就可以改变输出电源的频率，从而改变电动机的转速；改变正弦波的幅值，也就改变了正弦波与载波的交点，使输出脉冲序列的宽度发生变化，从而改变了输出电压。对三相逆变开关管生成SPWM波的控制方式可以有两种，一种是单极性控制，另一种为双极性控制。采用单极性控制时，每半个周期内，逆变桥的同一桥臂的上下两只逆变开关管中，只有一只逆变开关管按图2.1的规律反复通断，而另一只逆变开关管始终关断；在另外半个周期内，两只逆变开关管的工作状态正好相反。采用双极性控制时，在全部周期内，同一桥臂的上下两只逆变开关管交替开通与关断，形成互补的工作方式。图2.1SPWM生成方法 山东科技大学学士学位论文正文当主电路如图2.2所示时，其各种波形如图2.3所示。图2.3（a）表示了三相调制波与等腰三角形载波的关系。三相调制波是由3条正弦波组成，这三条正弦波的频率和幅值都一样，但在相位上相差。每一条正弦波与等腰三角形载波的交点决定了同一桥臂（也即同一相）的逆变开关管的开通与关断的时间。图2.3（b）、（c）、（d）表示了各相电压输出的波形。它们分别是各桥臂按对应的正弦波与三角载波交点所决定的的时间，进行开通与关断所输出的波形。其幅值正负交替，这就是所谓双极性，其中上臂开关管产生正脉冲，下臂开关管产生负脉冲。它们的最大幅值是。同样，三相相电压波形的相位也互差。图2.2电压型交—直—交变频调速主电路 山东科技大学学士学位论文正文（a）三相调制波与三相载波（b）A相相电压波形（c）B相相电压波形（d）C相相电压波形（e）线电压波形图2.3三相逆变器输出双极性SPWM波形图 山东科技大学学士学位论文正文图2.3（e）是线电压输出波形，它是由相电压合成的（，同理，也可以），线电压是单极性的。SPWM波毕竟不是真正的正弦波，它仍然含有高次谐波的成分，因此尽量采取措施减少它。图2.4是通过电动机绕组的SPWM电流波形。显然，它仅仅是通过电动机绕组滤波后的近似正弦波。图中给出了不同频率时的SPWM电流波形，可见，载波频率越高，谐波幅值越小，SPWM电流波形越好。因此希望提高载波频率来减小谐波。另外，高的载波频率使变频器和电机的噪声进入超声范围，超出人的听觉范围，产生“静音”效果。但是，提高载波的频率要受逆变开关管频率限制，而且也形成对周围电路的干扰源。图2.4SPWM电流波形 山东科技大学学士学位论文正文载波与调制波的频率调整可以有3种方式。（1）同步调制方式同步调制方式是在调整调制波频率的同时也相应地调整载波频率，使两者的比值等于常数。这使得在逆变器输出电压的每个周期内，所使用的三角波数目是不变的，因此所产生的SPWM波的脉冲数是一定的。这种控制方式的优点是在调制波频率变化的范围内，逆变器输出波形的正、负半波完全对称，使输出三相波形之间具有相差的对称波形。但是，在低频时，会使每个周期SPWM脉冲个数过少，使谐波分量加大，这是这种方式的严重不足。（2）异步调制方式异步调制方式是使载波频率固定不变，只调整调制波频率进行调速。它不存在同步调制方式所产生的低频谐波分量大的缺点，但是，它可能会造成逆变器输出的正半波与负半波、三相波之间出现不严格对称的现象，这将造成电动机运行不平稳。（3）分段同步调制方式针对同步调制和异步调制的特点，取它们的优点，就构成了分段同步调制方式。在低频段，使用异步调制方式；在其他频段，使用同步调制方式。这种方式在实际应用中较为广泛。2.2异步电动机的矢量控制基本思想任何电动机的电磁转矩都是由主磁场和电枢磁场相互作用而产生的。因此，为了弄清异步电动机的调速性能为什么不如直流电动机的原因，我们将交流异步电动机和直流电动机的磁场情况进行比较： 山东科技大学学士学位论文正文（1）直流电动机的励磁电路和电枢电路是相互独立的；而交流异步电动机的励磁电流和负载电流都在定子电路内，无法将它们分开。（2）直流电动机的主磁场和电枢磁场在空间互差电角度；而交流异步电动机的主磁场与转子电流磁场间的夹角与功率因数有关。（3）直流电动机是通过独立调节两个磁场中的一个来进行调速的；而交流异步电动机则不能。以上比较引发人们的思考：在交流异步电动机中，如果也能够对负载电流和励磁电流分别进行独立控制，并使它们的磁场在空间位置上也能互差电角度，那么其调速性能就可以和直流电动机相媲美了。这一想法最终通过矢量控制的方式得以实现。一个三相交流的磁场系统和一个旋转的直流磁场系统，通过两相交流系统作为过渡，可以互相进行等效变换。如果将用于控制交流调速的给定信号变换成类似于直流电动机磁场系统的控制信号，也就是说，假想由两个相互垂直的直流绕组同处于一个旋转体上，两个绕组中分别独立地通入由给定信号分解而得的励磁电流信号和转矩电流信号，并将、作为基本控制信号，通过等效变换，可以得到与基本控制信号、等效的三相交流控制信号、、，用它们去控制逆变电路。同样，对于电动机的三相交流数据，又可以等效变换成两个相互垂直的直流信号，反馈到控制端，用来修正基本控制信号、。在进行控制时，可以和直流电动机一样，使其中一个磁场电流（）不变，而控制另一个磁场电流（）信号，从而获得和直流电动机类似的控制效果。 山东科技大学学士学位论文正文矢量控制的基本原理可以用图2.5所示的框图来说明。给定信号分解成两个互相垂直而且独立的直流信号、，然后通过直/交变换将、变换成两相交流信号、，又经2/3变换，得到三相交流的控制信号、、，去控制逆变电路。图2.5矢量控制基本原理框图2.3矢量控制的坐标变换 山东科技大学学士学位论文正文感应电动机内的磁场是由定、转子三相绕组的磁动势产生的，根据电动机旋转磁场理论可知，向对称的三相绕组中通以对称的三相正弦电流，就会产生合成磁动势，它是一个在空间以w速度旋转的空间矢量。如果用磁动势或电流空间矢量来描述三相磁场、两相磁场和旋转直流磁场，并对它们进行坐标变换，就称为矢量坐标变换。矢量坐标变换必须要遵循以下原则：（1）应遵循变换前后电流产生的旋转磁场等效；（2）应遵循变换前后两个系统的电动机功率不变。将原来坐标下的电压和电流变换为新坐标下的电压和电流，希望它们有相同的变换矩阵，因此有：（2-1）（2-2）为了能实现逆变换，变换矩阵必须存在逆阵，因此变换矩阵必须是方阵，而且其行列式的值必须不等于零。因为，是阻抗矩阵，所以（2-3）式中，是变换后的阻抗矩阵，它为（2-4）为满足功率不变的原则，在一个坐标下的电功率应该等于另一个坐标下的电功率，即（2-5）而（2-6）为了使式（2-5）与式（2-6）相同，必须有：（2-7） 山东科技大学学士学位论文正文因此变换矩阵应该是一个正交矩阵。2.3.1Clark变换Clark变换是将三相平面坐标系ABC向两相平面直角坐标系的转换。以定子绕组为例介绍Clark变换。图2.6是定子三相电动机绕组A、B、C的磁动势矢量和两相电动机绕组的磁动势矢量的空间位置关系。其中选定A轴与轴重合。图2.6三相ABC绕组和两相绕组各自的磁动势根据矢量坐标变换原则，两者的磁场应该完全等效，即合成磁动势分量分别在两个坐标系坐标轴上的投影应该相等。因此有：（2-8） 山东科技大学学士学位论文正文即（2-9）式中，、分别表示两相电动机和三相电动机定子每相绕组的有效匝数。式（2-9）用矩阵表示：（2-10）转换矩阵不是方阵，不能求逆阵，因此，需要引进一个独立于和的新变量，即零轴变量。零轴是同时垂直于和轴的轴，因此形成轴坐标系。定义或（2-11）式中，K为待定系数。故式（2-10）改写成：（2-12） 山东科技大学学士学位论文正文式中（2-13）因此（2-14）其转置矩阵为（2-15）为了满足功率不变变换原则，有。因此，令式（2-13）与式（2-15）相等，可求得：（2-16）将式（2-16）代入式（2-14）得： 山东科技大学学士学位论文正文（2-17）因此，Clark变换（3/2变换）式为：（2-18）Clark逆变换（2/3变换）式为：（2-19）对于三相绕组不带零线的星形接法，有，因此,分别代入式（2-18）、（2-19）得： 山东科技大学学士学位论文正文（2-20）（2-21）2.3.2Park变换Park变换是将两相静止直角坐标系向两相旋转直角坐标系的转换。以定子绕组为例：图2.7是定子电流矢量在坐标系与旋转坐标系的投影。图中，旋转坐标系是以定子电流角频率速度在旋转。与M轴的夹角为，M轴与轴的夹角为，因为坐标系是旋转的，因此随时在变化，，是初始角。根据图2.7，可以得到、与、的关系为：（2-22）其矩阵关系式为：（2-23） 山东科技大学学士学位论文正文图2.7定子电流矢量在坐标系和坐标系上的投影式中，是两相旋转坐标系到两相静止坐标系的变换矩阵。显然是一个正交阵。因此，从两相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换为：（2-24）式（2-23）和式（2-24）分别为定子绕组的Park变换和逆变换。2.3.3转子磁链位置计算 山东科技大学学士学位论文正文由于异步电动机的转子机械转速并不等于转子磁链转速，所以不能通过位置传感器或速度传感器直接检测到交流异步电动机的转子磁链位置。转子磁链位置在交流异步电动机矢量控制中是一个非常重要的参数，否则无法进行Park变换和逆变换。目前多采用间接检测的方法，利用可测的电压、电流、转速等信号，实时计算转子磁链幅值和相位的估计值。常用的磁链估计方法包括电流模型估计法和电压模型估计法。在此重点介绍基于电流模型的磁链估计法。电流模型磁链估计法的基本思路是根据描述转子磁链与电流关系的磁链方程估计、计算转子磁链。电流估计模型的运算框图如图2.7所示。输入信号包括经检测得到的电机三相电流瞬时值和转速信号；输出信号包括转子磁链矢量的幅值和磁链定向角，以用于磁链闭环控制。将静止坐标系中的电动机三相定子电流经3相/2相、静止/旋转变换，按转子磁链定向得到d-q坐标系中的电流分量，再按照式（2-25）得到和。图2.8电流估计模型的运算框图 山东科技大学学士学位论文正文（2-25）式中，是转子回路的时间常数。因此采用电流模型的磁链估计与电动机的运行转速相关。该算法可用于任何速度范围，尤其可用于系统零转速起动的情形。但是，基于该模型的转子磁链估计精度仍受到电动机参数变化的影响，尤其是转子电阻会受到电动机温升和频率变化的影响，难以对其进行补偿；而且磁饱和程度也将会影响电感和。3基于DSP的交流调速系统硬件电路设计本电源主电路是先将380V的交流电压经三相隔离变压器和三相自耦调压器，得到0～250V的交流电压，经不控整流和大电容滤波后得到较平滑的直流电压，再经三相桥式逆变电路，输出接三相交流异步电动机。在三相桥式逆变的过程中，采用脉宽调制SPWM控制技术，利用TI公司生产的DSP控制器(TMS320F2812)产生的PWM信号控制开关管导通时间，从而控制输出电压；同时电流取样和电压取样电路通过主电路获得电流和电压信号并送入控制电路板，经过控制电路控制输出电压和电流，保持电压恒定，并限制电流，当电流超过给定的电流值时，机器给出过压、过流和故障保护信号。 山东科技大学学士学位论文正文3.1系统总体结构设计硬件电路主要由主电路和控制电路组成。其中主电路由整流电路、滤波电路、逆变电路、驱动电路、电源电路、保护电路、检测电路等构成。系统框图如图3.1所示。图3.1基于DSP的交流调速系统框图本系统把采样的电压和电流信号经过硬件电路处理，送到DSP芯片中经A/D转换，计算得到控制信号，该信号通过驱动电路驱动功率开关器件；当出现过流、过压等各种故障时，相应的检测电路动作，经DSP发出驱动信号封锁指令，给出故障信号，并有相应的保护电路；通过通信接口可实现控制器与上位机之间的通信，并可输出观测中间变量、。图3.2所示为系统原理框图。根据主电路选择设计控制电路，利用TMS320F2812的片内资源实现控制。 山东科技大学学士学位论文正文图3.2基于DSP的异步电动机矢量控制系统原理框图3.2系统主回路设计主回路如图3.2 山东科技大学学士学位论文正文所示，电源输入为单相0～250V交流电，经桥式不控整流得直流电，其后有启动限流电阻R1和启动限流开关S1（时间继电器），刚启动时，启动电流大，S1断开，R1串在回路中限制启动电流。电路中采用两个300uF大电容滤波，使输出直流电压更平滑。后接母线开关S2（继电器常开触点）和故障保护开关S3（继电器常闭触点），当过流、过压等其中任何一种故障发生时，都会使故障保护开关断开，切断电源，起到保护作用。逆变电路部分由6个IGBT构成3个桥臂，每个IGBT分别并联一个续流二极管。最后，逆变电压输出接三相交流异步电动机A、B、C三相。三相鼠笼式异步电动机参数是：=100W图3.3主电路图3.3控制电路设计从控制系统的功能与结构来看，该电机控制系统的控制回路主要包括以下几部分：A/D转换模块、主挂箱反馈接口、PWM输出模块、上位机接口（串行通信接口、JTAG接口等）。其中A/D转换模块的作用是将检测电路采集的模拟信号转换成数字信号反馈到DSP控制器中处理；PWM输出模块输出6路PWM波经驱动电路后控制逆变电路中的6个IGBT；上位机接口中串行通信接口采用2812SCI的A口。3.3.1TMS320F2812的资源介绍 山东科技大学学士学位论文正文为了能更好的对实时信号进行处理TI公司专门设计TMS320系列的DSP，本系列的DSP控制器体系结构把控制器的外设功能与实时信号的处理能力进行了完美的结合，从而为实时信号的处理方面的控制系统设计给予了很好的支持。其中特殊的DSP指令模块、快捷的指令执行周期、专用的硬件乘法器以及哈佛结构的流水线式执行操作，这些优点让TMS320系列的DSP在实时信号处理方面更加能够大显身手。TMS320F2812是TI公司推出的高性能32位数字信号处理器，是基于TMS320C2XX内核的定点DSPC2000平台系列中的一员。器件上集成了多种先进的外设，为电机控制及其他运动控制领域应用的实现提供了良好的平台。其代码和指令与F24x系列数字信号处理器完全兼容。该系列DSP同时具备数字信号处理器和微控制器的功能。CPU内部采用可调整的哈佛总线结构和循环寻址方式，既能单周期地执行寄存器操作，也能在单周期内通过流水线结构完成指令和数据的同时提取，从而提高了处理器的处理能力。主要特征如下：（1）采用高性能静态CMOS技术；Flash编程电压为3.3V，大大降低了芯片功耗；处理器主频为150MHz，从而保证了控制器的执行速度。（2）其CPU的指令集与TMS320F24x/F240x系列处理器兼容；包括4MB的程序/数据寻址空间和1616位的双乘法累加器，可以完成1616位和3232位的乘法累加操作。（3）片上存储器包括128K16位Flash存储器；128K16位的ROM；两块4K16位的单周期访问SARAM；一块8K16位的单周期访问SARAM；两块1K16位的单周期访问SARAM。（4）指令系统包括单周期乘法指令和单周期乘/累加指令。（5）包括两个功能完全一致、与F240xA兼容且适用于电机控制的事件管理器(EVA、 山东科技大学学士学位论文正文EVB)。每一个管理器模块包括：两个16位的通用定时器、8通道16位PWM单元、3个捕捉单元、正交脉冲编码电路和同步模数转换单元。（6）包含56个独立可编程或复用的通用I/O口；（7）12位高速A/D转换模块包括28通道复用输入接口和两个采样保持电路；其流水线最小转换周期为60ns，单通道最快转换周期为200ns。通过使用事件管理器可以顺序触发两个8通道A/D转换器或一个16通道A/D转换器。（8）其串口通信外设包括两个UART接口模块（SCI）、串行外设接口(SPI)、增强的eCAN2.0B总线接口和多通道缓冲串口（MCBSP）。（9）基于锁相环设计的时钟发生器，锁相环的倍频系数可以动态调整。（10）具有3种低功耗电源管理模式,禁止外设独立时钟。（11）包括3个外部中断；其外设中断扩展模块支持45个外设中断。（12）支持实时JTAG扫描仿真接口，符合IEEE1149.1标准。（13）系统频率控制，所有外围电路的频率都是由SYSCLKOUT经过除频而来，F2812将所有外围分成两类，分别是：高速外围：包括事件管理模块(EVA，EVB)及ADC。低速外围：包括SCI-A/B、SPI、MCBSP。HSPCLK：高速外围的频率，可经由HISPCP缓存器改变其频率。LSPCLK：低速外围的频率，可经由LOSPCP缓存器改变其频率。TI公司推出的专门为电机数字化控制而设计的这款高性能32位数字信号处理器，集高速处理能力及适于电机控制的优化外围电路于一体，大大减小了控制系统的体积。同时，复位期间所有管脚均处于某一确定状态，克服了8X196MC复位期间管脚状态不定的缺点，简化了系统设计，提高了复位期间系统工作的可靠性。 山东科技大学学士学位论文正文如图3.4所示为TMS320F2812功能方框图。图3.4TMS320F2812资源方框图3.3.2A/D转换模块利用TMS320F2812的片内16路12 山东科技大学学士学位论文正文位ADC资源，将检测电路检测到的电压、电流、转速等信号进行转换。模拟数字转换(Analog-to-Digital　Converter,ADC)ADC模块。ADC模块包括内建于取样/保持(sample-and-hold,S/H)的12-bit　ADC，ADC模块功能包括：1.内建取样/保持(sample-and-hold,S/H)之12位ADC核心2.模拟输入范围：0.0V～3.0V3.快速转换速率：80nsat25-MHzADCclock,12.5MSPS4.共16通道(channels)的多任务输入取得输入模拟电压之数字电压值：12-bit的ADC模块有25-MHzADC频率于80ns之快速转换，ADC模块有16个信道，可以设定成两个独立的8信道模块来服务事件管理(EVA,EVB)。图3.5所示为TMS320F2812ADC引脚电路图 山东科技大学学士学位论文正文图3.5TMS320F2812ADC引脚电路图3.3.3主控挂箱反馈接口如图3.6所示为主控挂箱反馈接口电路，其主要作用是将检测电路的检测信号母线电压、母线电流，逆变输出线电压、线电流，逆变输出相电压、相电流反馈至DSP的ADC引脚。 山东科技大学学士学位论文正文图3.5主控挂箱反馈接口表3-1为主控挂箱反馈接口定义及说明管脚名称方向DSP相关管脚名称说明1+5VO-----+5V电源输出2+5VO-----+5V电源输出3AGND--------模拟信号地4AGND--------模拟信号地5IaIADCINB4A相电流传感器反馈信号6UabIADCINB2Uab线电压传感器反馈信号7ImIADCINB0母线电流反馈信号8------------不可用9+5VO-----+5V电源输出10+5VO-----+5V电源输出 山东科技大学学士学位论文正文11AGND---------模拟信号地12IbIADCINB5B相电流传感器反馈信号13UbcIADCINB3Ubc线电压传感器反馈信号14UmIADCINB1母线电压反馈信号15-------------不可用3.3.4PWM输出接口模块3.3.4.1脉宽调制电路PWM每个事件管理器模块可同时产生多达8路的PWM波。由3个带可编程死区控制的比较单元产生独立的3对PWM波（即6路输出），另外由GP定时器比较产生2个独立的PWM波。PWM脉宽调制电路的特点如下：(1)0~16μs内，可编程死区发生器控制PWM的输出对；(2)最小的死区宽度为1个CPU时钟周期；(3)可以根据需要PWM的载波频率来变动PWM频率；(4)在每个PWM周期内以及之后可根据需要改变PWM脉冲的宽度；(5)外部可屏蔽的功率驱动保护中断；(6)脉冲形式发生电路，用于可编程的对称、非对称以及4个空间矢量PWM波形的产生；(7)自动重新装载的比较和周期寄存器使CPU的负担最小。3.3.4.2产生PWM输出的设置步骤(1)通过设置TxCON 山东科技大学学士学位论文正文寄存器确定采用连续增/减计数模式。计数器按设定的时间单位连续向上计数。当计数到设定的峰值时，计数器立即向下计数，即生成三角载波。在计数器计数过程中，当设定的比较寄存器的值与计数器的值相等时PWM脉冲输出端口自动输出高电平或低电平。(2)通过设置比较方式控制寄存器ACTRA来确定PWM脉冲输出引脚的有效电平。(3)通过设置比较控制寄存器COMCONX使能比较操作并确定在计数器下溢时重新装载比较寄存器CMPRx和方式控制寄存器ACTRA。(4)通过设置死区控制寄存器DBTCONA来确定死区的时间，主要是起到让全桥驱动电路安全换相的作用。由于只是生成PWM波，所以对死区控制寄存器写入0即可。(5)设置和装载T1PRT或T3PR寄存器，确定PWM波形的周期；(6)更改CMPRx寄存器的值，改变PWM波形的占空比。每个比较单元都有一个可屏蔽的中断标志使能位。如果比较操作使能，则在比较匹配后经历1个CPU时钟周期，比较单元的中断标志位将置位。如果中断标志位没有被屏蔽，则将产生一个外设中断请求。当任何复位事件发生时，所有与比较单元相关的寄存器都被复位为0，且所有的比较输出引脚都被置成高阻态。3.3.4.3硬件电路实现PWM输出如图3.6所示为DSP的PWM引脚电路图，利用PWM1-6输出的PWM信号分别对应于6个IGBT。 山东科技大学学士学位论文正文图3.6TMS320F2812的PWM引脚电路图3.7PWM信号电平转换电路（3.3v—5v） 山东科技大学学士学位论文正文图3.8主控挂箱PWM接口电路图3.7中SN74VC4245A是8位3.3v和5v双向电平转换芯片，作用是将DSP输出的PWM信号电压3.3v转换成5v。由于F2812是3.3v电平，其PWM输出电压也为3.3v，主控挂箱上PWM接口是5v电压，要将DSP的PWM输出信号（如图3.6所示）接至PWM接口（如图3.8所示）上，必须进行电平转换。3.3.5串行通讯接口F2812包含两个串行通讯接口(SCI)模块，SCI模块提供了DSP与其它标准non-return-to-zero(NRZ)格式的异步外围之间的数字通讯。SCI的接收者和传输者皆采用双总线模式(Double-Buffered)，每一个皆有自已独自的允许和中断位。为了保证数据的完整性，SCI有中断侦测、同位检测、过载和框架错误去检查接收进来的数据。3.3.5.1SCI模块的功能SCI模块主要的功能如下：（1）两个外部的引脚位 山东科技大学学士学位论文正文SCITXD：SCI传送输出引脚位SCIRXD：SCI接收输入引脚位（2）波特率有64K种不同的速率，可藉由缓存器设定改变传输速率（3）数据字符(Data-word)格式一个开始位；传输数据位长度格式，可从1到8之间作程序化选择；奇同位检测/偶同位检测/不使用同位检测的选择；可选用1或2个停止位。（4）四种错误侦测旗标：同位(Parity)、过载(Overrun)、框架(Framing)和中断(Break)错误侦测（5）可选择使用半双工或是全双工操作模式（6）接收和与传输皆采用双总线模式(Double-buffered)（7）传输方法采用NRZ(non-return-to-zero)格式3.3.5.2串口的硬件实现TMS320F2812包含两个串行通讯接口(SCI)模块，此处利用SCIB，并结合max3232串口芯片实现DSP与PC机的串行通信。电路图如图3.10所示。图3.10串行通信接口电路 山东科技大学学士学位论文正文max3232采用专有低压差发送器输出级，利用双电荷泵在3.0V至5.5V电源供电时能够实现真正的RS-232性能，器件仅需四个0.1uF的外部小尺寸电荷泵电容。max3232确保在120kbps数据速率，同时保持RS-232输出电平。max3232具有二路接收器和二路驱动器，提供1uA关断模式，有效降低功效并延迟便携式产品的电池使用寿命。关断模式下，接收器保持有效状态，对外部设备进行监测，仅消耗1uA电源电流，max3232的引脚、封装和功能分别与工业标准MAX242和MAX232兼容。即使工作在高数据速率下，max3232仍然能保持RS-232标准要求的正负5.0V最小发送器输出电压。只要输入电压在3.0V至5.5V范围以内，即可提供+5.5V（倍压电荷泵）和—5.5V（反相电荷泵）输出电压，电荷泵工作在非连续模式，一旦输出电压低于5.5V，将开启电荷泵；输出电压超过5.5V，即可关闭电荷泵，每个电荷泵需要一个飞容器和一个储能电容，产生V+和V-的电压。3.4驱动电路设计驱动电路的作用是将控制电路输出的PWM脉冲信号放大到足以驱动功率晶体管。3.4.1理想的IGBT驱动器应具有的基本性能（1）动态驱动能力强，能为IGBT栅极提供具有陡峭前后沿的驱动脉冲。当IGBT在硬开关方式下工作时，会在开通及关断过程中产生较大的开关损耗。这个过程越长，开关损耗越大。器件工作频率较高时，开关损耗甚至会大大超过IGBT通态损耗，造成管芯温升较高。这种情况会大大限制IGBT的开关频率和输出能力，同时对IGBT的安全工作构成很大威胁。 山东科技大学学士学位论文正文IGBT的开关速度与其栅极控制信号的变化速度密切相关。IGBT的栅源特性呈非线性电容性质，因此，驱动器须具有足够的瞬时电流吞吐能力，才能使IGBT栅源电压建立或消失得足够快，从而使开关损耗降至较低的水平。另外，驱动器内阻也不能过小，以免驱动回路的杂散电感与栅极电容形成欠阻尼振荡。同时，过短的开关时间也会造成主回路过高的电流尖峰，这既对主回路安全不利，也容易在控制电路中造成干扰。（2）能向IGBT提供适当的正向栅压。IGBT导通后的管压降与所加栅源电压有关，在漏源电流一定的情况下，越高，就越低,器件的导通损耗就越小，这有利于充分发挥管子的工作能力。但是，并非越高越好,一般不允许超过20V，原因是一旦发生过流或短路，栅压越高，则电流幅值越高，IGBT损坏的可能性就越大。通常，综合考虑取+15V为宜。（3）能向IGBT提供足够的反向栅压。在IGBT关断期间，由于电路中其它部分的工作，会在栅极电路中产生一些高频振荡信号。这些信号轻则会使本该截止的IGBT处于微通状态，增加管子的功耗，重则将使逆变电路处于短路直通状态。因此，最好给应处于截止状态的IGBT加一反向栅压(幅值一般为5～15V)，使IGBT在栅极出现开关噪声时仍能可靠截止。（4）有足够的输入输出电隔离能力。在许多设备中，IGBT与工频电网有直接电联系，而控制电路一般不希望如此。另外许多电路(如桥式逆变器)中的IGBT的工作电位差别很大，也不允许控制电路与其直接耦合。因此,驱动器具有电隔离能力可以保证设备的正常工作，同时有利于维修调试人员的人身安全。但是，这种电隔离不应影响驱动信号的正常传输。（5）具有栅压限幅电路，保护栅极不被击穿。IGBT栅极极限电压一般为±20V，驱动信号超出此范围就可能破坏栅极。（6）输入输出信号传输无延时。这一方面能够减少系统响应滞后，另一方面能提高保护的快速性。（7）电路简单，成本低。 山东科技大学学士学位论文正文（8）IGBT损坏时，驱动电路中的其它元件不会随之损坏。IGBT烧毁时，集电极上的高电压往往会通过已被破坏的栅极窜入驱动电路，从而破坏其中的某些元件。由于IGBT承受过流或短路的能力有限，故IGBT驱动器还应具有如下功能：当IGBT处于负载短路或过流状态时，能在IGBT允许时间内通过逐渐降低栅压自动抑制故障电流，实现IGBT的软关断。其目的是避免快速关断故障电流造成过高的。在杂散电感的作用下，过高的会产生过高的电压尖峰，使IGBT承受不住而损坏。同理，驱动电路的软关断过程不应随输入信号的消失而受到影响，即应具有定时逻辑栅压控制的功能。当出现过流时，无论此时有无输入信号，都应无条件地实现软关断。在各种设备中，二极管的反向恢复、电磁性负载的分布电容及关断吸收电路等都会在IGBT开通时造成尖峰电流。驱动器应具备抑制这一瞬时过流的能力，在尖峰电流过后，应能恢复正常栅压，保证电路的正常工作。在出现短路、过流的情况下，能迅速发出过流保护信号，供控制电路进行处理。3.4.2IGBT驱动电路设计综合考虑以上因素选用IRS2336D芯片作为IGBT的驱动芯片。IRS2336D有如下特性：可驱动多达6个IGBT/MOSFET功率器件；每个通道栅极驱动电压可达20V；过电流保护；超温关断输入；高级输入滤波器；集成的死区时间保护；电源欠压封锁；击穿保护；使能/禁止输入和故障报告；可调节的故障清除时间；逻辑地和电源地分离；兼容3.3V逻辑电平输入等。本设计的驱动电路如图3.11所示。根据IRS2336D的典型应用电路接法设计，考虑到IGBT对驱动电路的特殊要求：；关断时避免 山东科技大学学士学位论文正文过大，以防出现擎住效应；检测，去控制，实现保护。在电路中用定时器（ICM7555）的原因是为实现保护需要判断在定时周期内故障是否消失，若没有消失则启动相应保护。本设计中IGBT的驱动电路图见附录。3.5检测电路设计检测电路的作用是对控制系统中所需的信号进行全面的检测，这些被检测的信号主要包括：直流母线电压、直流母线电流、电动机的线电压和相电流、电动机转速信号。电流信号一般处理用于控制系统的故障信号，对系统起到故障报警保护的作用，同时也用于反馈信号进行点击的闭环电流控制；电压信号的作用一般是为了能够监视电路电压，也可以用作故障报警信号。其中直流母线电压检测用于限制电动机制动过程中直流母线间的泵升电压；电动机相电流、线电压和转速检测用于异步电动机的直接或间接矢量。3.5.1电流检测检测的电流信号是电动机A、B相电流和母线电流，选用电流传感器LA25-NP。A、B相电流传感器反馈信号，-1.6A～+1.6A对应0～3V；母线电流反馈信号0～3A对应0～3V。LA25-NP是利用霍尔效应和磁平衡原理的一种多量程电流传感器，能够测量直流、交流以及各种脉冲电流，同时在电气上是高度绝缘的。其内部由集磁环和霍尔磁敏元件与运算放大器组成推挽功率放大输出及反馈补偿电路等组成。图3.13为LA25-NP功能引脚示意图。 山东科技大学学士学位论文正文图3.13LA25-NP功能引脚图如图3.15所示为电流传感器硬件电路图，以测量相电流为例。图3.15相电流测量电路图3.5.2电压检测检测的电压信号是线电压和母线电压，选用电压传感器LV25-P。线电压传感器反馈信号-300～300V对应0～3V；母线电压传感器反馈信号0～350V对应0～3V。 山东科技大学学士学位论文正文电压传感器LV25P原边与副边之间是绝缘的，主要用于测量直流交流和脉冲电压。应用霍尔原理的闭环（补偿）电流传感器，符合 UL94-V0标准的绝缘外壳。对于电压测量，原边电流与被测电压的比一定要通过一个由用户选择的外部电阻Rm确定，并串联在传感器原边回路上。图3.14LV25-P功能引脚图如图3.15所示为电压传感器硬件电路图，以测量线电压为例。图3.15线电压测量电路图 山东科技大学学士学位论文正文3.5.3转速检测目前异步电动机的速度检测通常采用光电编码器。将编码器与电动机转子同轴连接。随着电动机转子旋转，编码器输出若干脉冲序列信号。通过检测输出脉冲序列即可确定电动机的旋转方向和转速。本设计采用增量式光电编码器（2048线），型号为长春一光编码器CHA-204.8BM-G05EZLF，在电动机旋转过程中输出A、B两路正交脉冲序列。其中检测两个脉冲序列的相序可确定电动机的转向；检测其中一路脉冲序列的脉冲数和脉冲频率可确定转子角位置和转速。编码器的光栅数决定着转速检测的分辨率。但是出于对技术难度和成本的考虑，往往在转速检测的处理电路中加入四倍频环节，以有效提高转速分辨率。转速输出可用示波器观察：0~5V对应-2048rmp~+2048rmp。图3.15光电编码盘接口定义 山东科技大学学士学位论文正文表3-3为光电编码盘接口定义及说明管脚名称方向DSP相关管脚名称说明1+5VO-----+5V电源输出，为旋转编码盘提供+5V电源2A+ICAP1_QEP1A+相旋转编码盘差分信号3A-IA-相旋转编码盘差分信号4B+ICAP2_QEP2B+相旋转编码盘差分信号5B-IB-相旋转编码盘差分信号6Z-ICAP3_QEPI1Z-相旋转编码盘差分信号7Z+IZ+相旋转编码盘差分信号8MPGND-----旋转编码盘信号地9壳-----旋转编码盘机壳如图3.16所示为转速检测硬件电路图。其中，光电编码器检测输出的信号经6N137光耦芯片隔离后处理得到ADSP、BDSP、ZDSP信号分别接至2812的CAP1_QEP1、CAP2_QEP2、CAP3_QEPI1引脚上。 山东科技大学学士学位论文正文图3.16转速检测硬件电路图3.6保护电路设计本系统的保护有三类：（1）过压保护当母线电压超过350V5%时生效，故障保护继电器切断主电路，母线电压回落到300V以下时，断开/闭合母线开关会解除报警状态。过压保护硬件电路如图3.17所示。通过检测电路得到检测的母线电压信号UDC_CHE经过精密放大器OPA2277处理后得UDC_CMP信号，再经LM358运放处理后得到过压信号OverU_IN。 山东科技大学学士学位论文正文图3.17过压保护硬件电路图（2）过流保护当母线电流超出800mA5%这一范围时保护生效，故障保护继电器切断主电路。过流保护硬件电路如图3.18所示。通过检测电路得到检测的母线电流信号IDC_CHE经过精密放大器OPA2277处理后得IDC_CMP信号，再经LM358运放处理后得到过压信号OverC_IN。 山东科技大学学士学位论文正文图3.18过流保护硬件电路图（3）故障保护此处故障是指功率电路故障，通常发生这类报警时，可能是IGBT烧毁或者驱动电路烧毁。过压、过流、故障信号均经过隔离后送入控制单元，经故障处理程序检测是否发生故障，并作出相应的处理（报警并封锁PWM信号）。 山东科技大学学士学位论文正文4基于DSP的交流调速系统软件设计调速系统的软件设计是本设计的核心部分。通过前面的理论分析和系统硬件电路的设计，把具体的产生SPWM波的方法用TMS320LF2812DSP来实现。4.1软件总体设计4.1.1软件设计总体方案本设计根据异步电动机矢量控制系统实现原理如图4.1所示，利用DSP开发平台，设计实现转速电流双闭环调节的高性能变频调速系统。其中转速和电流调节器均采用PI调节器。图4.1三相异步电动机磁场定向矢量控制系统结构图 山东科技大学学士学位论文正文软件基本原理框图如图4.1所示。通过电流传感器测量逆变器输出的定子电流，经过DSP的A/D转换器转换成数字量，并利用式计算；通过Clarke变换和Park变换将电流变换成旋转坐标系中的直流分量，作为电流环的负反馈量；利用1024线的增量式编码器测量电动机的机械角位移，并将其转换成转速n，转速n作为速度环的负反馈量；由于异步电动机的转子机械转速与转子磁链转速不同步，所以用电流—磁链位置转换（转子磁链计算）模块求出转子磁链位置，用于参与Park变换和逆变换的计算；给定转速与转速反馈量n的偏差经过速度PI调节器，其输出作为用于转矩控制的电流T轴参考分量。和（等于零）与电流反馈量的偏差经过电流PI调节器，分别输出MT旋转坐标系的相电压分量和；和再通过Park和Clarke逆变换转换成三相电压信号，再利用SPWM技术，产生PWM控制信号来控制逆变器。以上操作全部采用软件来完成，从而实现三相异步电动机的实时控制。系统控制主程序如图4.2所示，图中的定时器下溢中断服务子程序用于实现矢量变换和磁场定向控制。在程序中调用DSP内部的EV模块，采用连续增/减计数模式，产生需要的PWM驱动信号。中断服务子程序如图4.3所示。 山东科技大学学士学位论文正文图4.2系统主程序流程图4.1.2数据定标—Q格式C24xx系列属于16位定点微处理器，定点微处理器不能直接处理小数。在此采用整数定标的方式进行小数处理。即通过假定小数点的位置，确定浮点数的精度。通常采用Q格式来表示数的定标。如图4.2所示，当假定小数点(图中以实心圆点表示)位于第0位的右侧时，为Q0；当把小数点定位于第15位的右侧时，为Q15。图4.2Q0和Q15的图示 山东科技大学学士学位论文正文图4.3中断服务子程序浮点数和定点数之间的转换公式如下：浮点数转换为定点数时，(4-1)定点数转换为浮点数时，(4-2)（1）16位有符号数的定标计算机采用补码形式存储有符号数据。平时所说的16位有符号数据的表示范围为：-32767≤X≤32767，这相当于是Q0格式。 山东科技大学学士学位论文正文16位有符号数的最高位是符号位，其直观的定标范围是Q0～Q15格式，相应的数值范围如表4-1所示。（2）16位无符号数的定标16位无符号数没有符号位，即都是正数，其直观的定标范围是Q0～Q16格式，相应的数值范围如表1.2所示。表4-1Q格式数值表Q格式16位无符号数的数值表示范围Q格式16位有符号数的数值表示范围Q160≤X≤9999847Q15-1≤X≤0.9999695Q150≤X≤1.9999695Q14-2≤X≤1.9999390Q140≤X≤2.9999390Q13-4≤X≤3.9998779Q130≤X≤7.9998779Q12-8≤X≤7.9997559Q120≤X≤15.9997559Q11-16≤X≤15.9995117Q110≤X≤31.9995117Q10-32≤X≤31.9990234Q100≤X≤63.9990234Q9-64≤X≤63.9980469Q90≤X≤127.9980469Q8-128≤X≤127.9960938Q80≤X≤255.9960938Q7-256≤X≤255.9921875Q70≤X≤511.9921875Q6-512≤X≤511.9804375Q60≤X≤1023.9804375Q5-1024≤X≤1023.96875Q50≤X≤2047.96875Q4-2048≤X≤2047.9375Q40≤X≤4095.9375Q3-4096≤X≤4095.875Q30≤X≤8191.875Q2-8192≤X≤8191.75Q20≤X≤16383.75Q1-16384≤X≤16383.5Q10≤X≤32767.5Q0-32768≤X≤32767Q00≤X≤65535程序中的一些16位变量不会为负，常用C语言的unsigned类型定义成无符号数。理论上说，可以用Q16来表示更高精度的小数，但通常为了简化起见，统一用Q15 山东科技大学学士学位论文正文格式既可表示有符号数又可表示无符号数，且多数情况下Q15格式的小数精度已满足要求；此外当变量变成有符号数时留有拓展余地。4.2基于DSP生成SPWM波的实现方法4.2.1基于DSP生成PWM波的实现方法TMS320F2812芯片内提供了两个专用于电动机控制的事件管理器EVA与EVB，两个事件管理器的功能完全相同。事件管理器内包含2个16位通用定时器；8个16位脉宽调制（PWM）输出通道，能够产生可调死区的PWM波。通过DSP的事件管理器产生PWM波有两种方法：方法一：利用定时器比较寄存器产生PWM波。每个事件管理器中有两个定时器，每个定时器都有一个比较寄存器TxCMPR和一个PWM输出引脚TxPWM。利用定时器、定时器周期寄存器和比较寄存器，可以在TxPWM引脚上得到PWM波。方法二：利用比较单元和死区单元产生PWM波。TMS320F2812DSP的每个事件管理器都由三个比较单元、一个死区单元和一个控制单元组成。控制单元包含一个比较寄存器COMCONx、一个比较方式寄存器ACTRx；比较单元包含一个比较寄存器CMPRx；死区单元包含一个死区控制寄存器DBTCONx。通过它们的组合可以产生6个带死区的PWM输出信号。 山东科技大学学士学位论文正文死区是用来防止同一个桥臂的上、下开关管直通。在桥式驱动电路中，同一桥臂的上、下两个开关管工作在互为反相状态，因此，在两个开关管开关交替时刻，插入一段全部关的时间，即死区，以确保一个开关管彻底关闭后，另一个开关管再打开。死区时间由死区控制寄存器DBTCONx中的DBT值和分频数决定。如果DBT值为m，分频数为p，则死区时间为m*p个CPU时钟周期，死区时间的范围为0～480个CPU时钟周期。利用比较单元产生PWM波与利用定时器比较寄存器产生PWM波的方法基本相同。以事件管理器EVA中的定时器1、比较单元1生成对称PWM波为例。首先将PWM波的周期值设置在定时器1的周期寄存器（T1PR）内，将比较值设置在比较单元的比较寄存器（CMPR1）内，通过定时器1控制寄存器（T1CON）将定时器计数工作方式设置为连续增/减计数方式，通过比较控制寄存器A（COMCONA）设置比较是否允许、比较值的重载方式等，通过死区控制寄存器（DBTCONA）进行死区功能的允许、死区时间的设定。进行比较操作时，计数器总是与比较单元的比较寄存器的比较值进行比较，当两者数值相等时，延时一个CPU时钟周期后，PWM1或PWM2引脚输出信号发生跳变，跳变信号的极性是高电平有效还是低电平有效，通过比较方式寄存器（ACTRA）控制字的设置实现。4.2.2基于DSP生成SPWM波的实现方法基于DSP生成SPWM波的原理框图如图4.1所示。本方案利用比较单元产生PWM波，通过程序先根据所要求的输出频率f计算出调制比M，根据正弦表查出相应的正弦值，将计算出的三相脉宽比较值送入3个比较单元各自的比较寄存器CMPR1、CMPR2、CMPR3。当定时器的技术值T1CNT与CMPRx相同时，DSP内部的PWM发生器将根据死区控制寄存器DBTCONA设定的死区时间以及比较方式控制器ACTRA所确定的输出逻辑，输出PWM波形。 山东科技大学学士学位论文正文图4.3基于DSP生成SPWM波的原理框图4.2.2.1正弦表的建立由于TMS320F2812在线进行正弦函数计算速度慢，不能满足实时控制要求。因此在程序设计时，首先建立正弦函数数据表，将正弦函数数据表存储在DSP是ROM连续单元中，数据表占用512个字存储空间。正弦函数表建立方法如下：由开始，每隔建立一个数据。考虑到所采用DSP的特点，在此采用Q15格式进行数据标一化。因此，每个数据具有15位二进制值，依次在DSP的ROM连续单元块中存入正弦函数数据。例如：表中第二个数是。由于三相ABC之间互差，所以从A相地址可以推算出B相地址和C相地址。如果地址超过511，则再从表头开始算起。4.2.2.2查正弦表指针index计算方法 山东科技大学学士学位论文正文首先将给定转速转换成频率给定形式，然后转换为角频率形式，再转换为角度增量形式，最后得到查表所需的参考电压相位角。软件实现以上功能采用Q格式编程方法，使程序中不出现小数且保持较高的精度。4.2.2.3M-f计算公式（V-f曲线）实现根据V-f曲线如图4.4所示，在恒转矩区间电压与频率之间满足线性关系（4-1）因此可以确定调制比M和输出频率f（正弦控制波的频率）之间的关系为（4-2）其中，为三角载波幅值。V-f曲线很大程度上影响电动机的性能，如果V—f曲线设定偏高，电动机的磁路容易饱和，励磁电流增大，导致电动机发热；如果V—f曲线设定偏低，不能充分利用电动机的铁芯，电动机带负载能力变差。通常根据异步电动机负载情况，选择合适的V—f曲线，保持磁通不变。由于在恒转矩区域内V-f曲线是线性的，且三角载波的幅值是不变的。因此，调制系数M可采用参考电压U近似表示。图4.4中V-f曲线对应有模拟量与数字量。参考电压调制比（M）计算公式为（4-3） 山东科技大学学士学位论文正文图4.4V-f曲线4.2.2.4规则采样SPWM开关点计算（4-4）式中，为三角载波信号周期；为采样时刻。根据式（4-4），代入正弦查表值与根据V-f曲线计算的参考电压调制比（M），计算每个PWM周期的脉宽比较值，存入DSP事件管理器EVA比较单元的比较寄存器。（4-5）4.2.2.5SPWM同步调制与异步调制在程序设计中，SPWM同步调制与异步调制通过设置标志寄存器Synflag加以区分。Synflag=0为同步调制方式；Synflag=1为异步调制方式。 山东科技大学学士学位论文正文在同步调制方式中，参考正弦波与三角载波的频率同步变化，因此，在调频时载波比恒定。改变基波频率f或者载波比N时，PWM波的开关频率相应变化，PWM的开关周期即为定时器1的中断时间。在DSP中通过对定时器1的时钟频率进行分频，计算、设置周期寄存器值予以实现。在异步调制方式中，保持三角载波的频率不变。同步调制与异步调制的参数设置可以在上位机程序中完成，也可以在SPWM子程序中完成。4.2.2.6SPWM子程序流程图SPWM控制程序采用规则采样法，应用DSP的EVA模块，定时器1采用连续增/减计数模式。在程序设计时，SPWM开关频率设置为5kHz，开关周期为0.2ms。SPWM子程序流程图如图4.5所示。 山东科技大学学士学位论文正文图4.5SPWM子程序流程图4.3数字PI调节器模块 山东科技大学学士学位论文正文考虑到电动机运行过程中的安全性，仍然对PI调节器输出进行限幅。但是当电动机运行于起动、停车或在较大速度范围内加、减速等工况时，在比例积分作用下，将会在较短时间内导致控制器的输出量增大，引起强烈的积分饱和效应，为系统控制带来输出振荡、调节时间延长等不利影响。为此，可考虑采用积分分离算法，即当偏差大时，只有比例调节起作用；当偏差小时，再将积分调节引入，以消除输出静差。此类算法能有效抑制输出振荡，通常用于转速调节。算法描述如下：（4-6）式中，是第k次采样时刻的输出值；是第k次采样时刻输入的偏差值；是比例系数；是积分系数；T是采样周期；C是引入系数；是偏差阈值。对于电流调节器，其目的除了实现电动机电磁转矩的控制，还要求有助于实现解耦控制，减少磁链变化对转速的影响。通常采用分段PI调节器，即根据被调量的实时偏差和电动机的运行状态自适应地分段调节PI调节器的比例系数和积分系数，以解决动态跟随和稳定性之间的矛盾。4.4坐标变换模块 山东科技大学学士学位论文正文系统中坐标变换模块包括静止三相与两相变换、矢量旋转变换。静止三相与两相变换应用于两个方面：一方面是将实际检测到的电动机三相电压或电流信号变换到静止两相正交坐标系中的等效电压或电流信号即为Clark正变换；另一方面是将静止两相正交坐标系中的控制电压或电流信号转换为静止三相对称坐标系中的电压或电流信号，用于控制逆变器的工作即为Clark逆变换。矢量旋转变换是将控制信号在静止的正交坐标系与以同步旋转角速度旋转的正交坐标系之间进行变换，即为Park正、逆变换。变换公式如式（4-7）～式（4-10）所示。Clark正变换（4-7）Clark逆变换（4-8）Park正变换（4-9）Park逆变换（4-10）坐标变换流程图如图4.6所示。 山东科技大学学士学位论文正文图4.6Clark&Park变换流程图图4.7Clark&Park逆变换流程图4.5转子磁链计算模块根据旋转坐标系下，电动机转子磁链估计的电流模型如式（2-25）所示，在按转子磁链定向的控制中，，d轴和q轴是解耦的，则稳态时 山东科技大学学士学位论文正文（4-11）令将转子磁链角频率按额定角频率归一化，且令，则式（2-25）变为（4-12）对式（4-11）和（4-12）离散化处理，并令，可得（4-13）（4-14）从而可以推导出转子磁链的定向角满足（4-15）为简化起见，令，则式（4-13）、式（4-14）、式（4-15）可描述为（4-16） 山东科技大学学士学位论文正文图4.8转子磁链计算流程图4.6反馈信号检测模块在异步电动机矢量控制系统中，反馈检测模块主要完成转子转速检测和定子电流检测。 山东科技大学学士学位论文正文4.6.1转速反馈模块电动机转速作为速度环中的反馈量，在每个转速环采样周期中均需要对其进行更新。基于TMS320F2812DSP的内部结构，速度反馈处理方法为：采用EVA（QEP1，QEP2，T2）模块，通过DSP的正交脉冲输入端口A（QEP1）和B（QEP2），由片内的正交编码脉冲电路计数，实现转速检测脉冲的四倍频处理。设置通用定时器T2为定向增/减计数模式，并以四倍频脉冲作为定时器输入时钟源，以正交编码脉冲电路的方向检测输出作为定时器方向输入。其中DSP全局通用控制寄存器GPTCONA的T2STAT位即可反映A与B脉冲序列的相序，T2STAT=0减计数表示B相超前A相；T2STAT=1增计数表示A相超前B相，从而以T2的计数方向即可表示电动机的旋转方向；T2CNT的计数值则表示电动机转角，经计算可获得转速检测值。本系统中光电编码器每转脉冲数为M=2048，经DSP的QEP单元四倍频后脉冲数是4M=8192，电动机基速=1500r/min，转速环采样周期为。 山东科技大学学士学位论文正文图4.9转速计算子程序流程图 山东科技大学学士学位论文正文4.6.2电流反馈模块本系统中，利用电流传感器实现对异步电动机两相定子电流反馈量的检测。基于TMS320F2812的供电电压等级要求，将电流检测的电压信号（0~3V）经DSP片上ADC转换得到12位二进制数字量，需要经过定标才可得到Q12格式的二进制数字量（-4096~4096），用于数字控制。为了提高电流输入信号的采样精度，可以采用均值滤波的方法。电流定标计算公式为（4-17）电流反馈定标系数k_i的计算公式为（4-18）其中电流检测子程序流程图如图4.10所示。 山东科技大学学士学位论文正文图4.10电流检测子程序流程图 山东科技大学学士学位论文正文5系统调试系统调试的目的在于测定闭环控制方式下，转速和电流调节器参数对电动机的稳、动态特性的影响，以此测试闭环控制方案的可行性和有效性。利用上位机和示波器检测系统各关键点处的波形，并对实验结果进行分析。已知三相鼠笼式异步电动机额定转速1420r/min，额定电压220Vac，额定电流0.5Aac，频率50Hz，三角形接法。（1）首先设定PI调节器参数为参考值电流调节器=0.02，=0.12转速调节器=2.44，=0.02设定给定转速为800r/min时，测得波形如下：①　逆变输出A、B相电流（）波形如图5.1所示。图5.1上位机观测波形图 山东科技大学学士学位论文正文①　和转速n波形如图5.2所示。图5.2和转速n上位机观测波形②　坐标变换后中间变量如图5.3所示。图5.3（X-Y）示波器观测图形④　磁链如图5.4所示。 山东科技大学学士学位论文正文图5.4（X-Y）示波器观测图形⑤　线电压波形如图5.5所示。图5.5线电压示波器观测波形⑥　V1和V2栅极PWM波形如图5.6和图5.7所示。 山东科技大学学士学位论文正文图5.6V1和V2栅极PWM波形图5.7V1和V2栅极PWM波形⑦　V1和V3栅极PWM波形如图5.8和图5.9所示。 山东科技大学学士学位论文正文图5.8V1和V3栅极PWM波形图5.9V1和V3栅极PWM波形⑧　电机启动时电流和转速波形（给定800r/min）如图5.10所示。 山东科技大学学士学位论文正文图5.10电机启动时电流和转速波形可见，在当前PI参数下，电机启动时转速有超调，启动电流也较大。（2）调节PI调节器参数，观察、对电机启动性能的影响。为保证系统稳定，一般保持电流调节器参数为参考值，即=0.02，=0.12，然后调节转速调节器。设定给定转速为800r/min，改变转速调节器值：=1，=0.02时，启动波形如图5.11所示。 山东科技大学学士学位论文正文图5.11=1，=0.02时，电机启动波形=2，=0.02时，电机启动波形如图5.12所示。图5.11=2，=0.02时，电机启动波形 山东科技大学学士学位论文正文=3，=0.02时，电机启动波形如图5.12所示。图5.12=3，=0.02时，电机启动波形=3.5，=0.02时，电机启动波形如图5.13所示。图5.13=3.5，=0.02时，电机启动波形 山东科技大学学士学位论文正文=4，=0.02时，电机启动波形如图5.14所示。图5.14=4，=0.02时，电机启动波形=5，=0.02时，电机启动波形如图5.15所示。图5.15=5，=0.02时，电机启动波形 山东科技大学学士学位论文正文由图5.10~5.15可见，保持=0.02不变，从1逐渐增加到5的过程中，电机启动时转速超调逐渐减小，直至无超调。=5，=0.1时，电机启动波形如图5.16所示。图5.16=5，=0.1时，电机启动波形对比图5.15和图5.16可见，保持=5不变，从0.02增大到0.1时，转速出现超调。=2.44，=0.02时，电机启动波形如图5.17所示。 山东科技大学学士学位论文正文图5.17=2.44，=0.02时，电机启动波形=2.44，=0.01时，电机启动波形如图5.18所示。图5.18=2.44，=0.01时，电机启动波形 山东科技大学学士学位论文正文=2.44，=0.001时，电机启动波形如图5.19所示。图5.19=2.44，=0.001时，电机启动波形由图5.17~5.19可见，保持=2.44不变，从0.02减至0.001，超调减小。 山东科技大学学士学位论文结论结论随着电力电子器件、微处理器和控制技术的发展，以及异步电动机的结构简单、运行可靠、维护方便等特点，交流调速的应用也越来越广泛。本文所研究的矢量控制系统以三相鼠笼式异步电动机为控制对象，采用正弦脉宽调制SPWM技术，以TI公司的DSP芯片TMS320F2812为控制核心，实现了基于数字控制的交流调速系统设计。本文对矢量控制系统的硬件电路设计、软件设计和控制策略进行了研究，本文的主要研究内容如下：（1）分析论述了电机变频调速理论、交流调速系统国内外发展现状和趋势；（2）阐述了交流变频调速的关键技术：正弦脉宽调制技术，坐标变换，转子磁链位置的计算等；（3）本文给出了矢量控制变频调速系统的硬件电路设计，包括主电路设计和控制电路实现，为研究更高性能的交流调速系统奠定了基础；（4）本文给出了矢量控制变频调速系统的软件设计，包括对主程序、初始化子程序、中断服务子程序三大部分的设计，其中中断服务子程序包括状态量（电流、转速）检测子程序、数字PI调节子程序、SPWM生成子程序；（5）基于实验室的实验装置完成系统调试，利用上位机观测各关键点处的波形，并对实验结果进行了分析。 山东科技大学学士学位论文参考文献参考文献[1]陈伯时等.电力拖动自动控制系统.北京：机械工业出版社，2006，122-189[2]王晓明.电动机的DSP控制-TI公司DSP应用（第2版）.北京：北京航空航天大学出版社，2007,100-181[3]何超.交流变频调速技术.北京：北京航空航天出版社，2006，1-65[4]梁昊.最新变频器标准实施和设计.北京：电力出版社，2005，125-136. [5]李发海，朱东起.电机学.第三版.北京：科学出版社，2001，326-395.[6]陈伯时，陈敏逊.交流调速系统.北京：机械工业出版社，1998，5-35. [7]阮毅，陈伯时.电力拖动自动控制系统.北京：机械工业出版社，2010，115-249 [6]叶斌.电力电子应用技术.北京：清华大学出版社，2006，199-236. [8]綦慧，杨玉珍.运动控制实验教程.北京：清华大学出版社，2010，76-131[9]王兆安，刘进军.电力电子技术.北京：机械工业出版社，2010，97-160[10]‘FundamentalsofDSP-BasedControlforACMachines’byFinbarrMoynihan,EmbeddedControlSystemsGroup[11]‘DigitalSignalProcessingSolutionsforMotorControl’byStefanBeierke,TexasInstruments.[12]‘TMS320C240,TMS320F240DSPcontrollersfromTexasInstruments,October1996 山东科技大学学士学位论文致谢致谢这次的毕业论文设计是在张开如老师的悉心指导下完成的。张老师严肃的科学态度，严谨的治学精神，精益求精的工作作风，深深地感染和激励着我。从课题的选择到最终完成，张老师都始终给予我们细心的指导，每周开会汇报工作，给我们及时解决问题，也更加抓紧时间，还给我们提供了良好的学习环境和实验平台。我还要感谢陈志巧老师给予我们无私的帮助，在实验设备调试过程中帮我们查找问题，解疑答惑。在此谨向张老师和陈老师致以诚挚的谢意。另外，我要感谢我的搭档侯晓磊同学，整个过程中我们一起讨论、研究，同甘共苦，最终完成设计。我还要特别感谢北京启迪时代科技有限公司的张海超工程师，从硬件、软件设计到系统调试给我们提供了很多帮助。在论文即将完成之际，四年的大学时光即将过去，再一次感谢所有在毕业设计中曾经帮助过我的良师益友，祝愿所有老师和同学工作顺利、事业有成！祝愿母校山东科技大学明天更美好！ 山东科技大学学士学位论文附录附录1、硬件电路图2、程序源代码3、外文翻译'