《模拟电子技术基础》胡宴如 课后答案.pdf 117页

'第1章半导体二极管及其电路分析`1．1某二极管在室温（300K）下的反向饱和电流为0.1pA，试分析二极管外加电压在0.5V~0.7V之间变化时，二极管电流的变化范围。uD解：由于i=I(eUT−1)DS由题意知IS=0.1pA，室温下UT≈26mV，故当UD=0.5V时，得500－12e26−iD=0.1×10×（1）A≈22.5μA当UD=0.7V时，得700i=1.0×10−12×(e26−)1A≈49.3mAD因此UD在0.5~0.7V之间变化时，iD在22.5μA~49.3mA之间变化。1.2二极管电路如图P1.2所示，二极管的导通电压UD(on)=0.7V，试分别求出R为1kΩ、4kΩ时，电路中电流I1、I2、IO和输出电压UO。解：（1）R=1kΩ假设二极管断开，可求得输出电压"−9×1U=V=−.45VO1+1可见，电路中二极管的阳极电位高于阴极电位1.5V，所图P1.2以，二极管处于导通状态，故U=(−3−)7.0V=−7.3VOI=U/R=(−)1/7.3mA=−7.3mAOOL−7.3−(−9)I=mA=3.5mA21I=I+I=(−7.3+)3.5mA=.16mA1O2（2）R=4kΩ假设二极管断开，可求得输出电压"−9×1U=V=−.18VO4+1可见，电路中二极管阳极电位低于阴极电位，二极管处于截止状态，所以1 I=01"U=U=−8.1VOOI=U/R=(−)1/8.1mA=−8.1mAOOLI=−I=.18mA2o1.3图P1.3所示各电路中，设二极管具有理想特性，试判断各二极管是导通还是截止，并求出AO两端电压UAO。图P1.3解：图（a）中，断开二极管V1、V2时，可得V1、V2正极电位均为10V，而V1、V2的负极电位分别为0V和－6V，因此V2的正偏电压大于V1的，V2优先导通，使UAO=－6V。这样就迫使V1反偏截止。图（b）中，断开管V1、V2时，V1、V2负极电位均为10V，而正极电位分别为0V、－6V，因此V1、V2均反偏截止，UAO=10V图（c）中，断开管V1、V2，则V1、V2负极电位为－10V，正极电位分别为0V、－6V，故V1优先导通，使UAO=0，迫使V2反偏截止。图（d）中，断开管V1、V2，则V1、V2负极电位为－5V，正极电位分别为0V、+5V，设V2优先导通，则2 3U=5V−×[5V−(−5V)]=−1VA3+2这样V1的负极电位为－1V，正极电位为0V，V1也正偏导通。V1导通后使UAO=UA=0，此时V2仍正偏导通。1.4二极管电路如图P1.4所示，二极管导通电压UD(on)=0.7V,UI=6V试求电路中电流I1、I2、IO和输出电压UO。解：由图可见，图中三个二极管均加正向电压而导通，所以UO=3UD(on)=3×0.7V=2.1VIO=UO/RL=2.1V/1kΩ=2.1mA故图P1.4I1=（6－2.1）V/560Ω=7mAI2=I1－IO=7mA－2.1mA=4.9mA1．5图P1.4所示电路中，当UI=±1V时，试分析UO的变化范围。解：当UI在6V上有±1V的波动时，可视为与6V恒压源串接了一个变化范围为±1V的信号源，图P1.4的小信号等效电路如图解P1.5所图解P1.5示。图中△UI=±1V，二极管动态电阻为UTr=dID26mV由题1.4已求得UI=6V时，ID=4.9mA，故rd=≈.531Ω9.4mAR//3rLd由图解P1.5得ΔU=ΔUOIR+R//3rLd由于3rd≈15.9Ω<3V时，V1导通，V2截止，uo=3V，当u2<－3V时，V1截止，V2导通，uo=－3V。故可画出图（a）电路的电压传输特性和uo波形分别如图解P1.9(a)所示。（b）由图（b）可知，当UI>2.8V时，V3截止，uo=3V；当UI<2.8V时，V3导通，uo=(UI+0.2)V。5 因此当UI=5V时，uo=3V；当UI=0V时，uo=0.2V。故得电压传输特性和uo波形如图解P1.9（b）所示。图解P1.91.10二极管电路及二极管伏安特性曲线如图P1.10所示，R分别2kΩ、500Ω，用图解法求ID、UD。图P1.10解：（1）R=2kΩ时二极管的直流负载方程为3uD=2－2×10iD故可得直流负载线的纵、横截点分别为N1（0V，1mA）、M（2V,0mA）。连接N1、M可得该直流负载线，它与二极管伏安特性曲线的交点为Q1图解1.10（0.55V,0.7mA），故ID=0.7mA，UD=0.55V(2)R=500Ω时同理可求得直流工作点为Q2（0.7V,2.7mA），故ID=2.7mA,UD=0.7V。6 1．11图P1.11所示电路中，设二极管导通电压UD(on)=0.7V,ui=5sinωt(mV),C对交流信号的容抗近似为零，试求二极管两端的电压uD和流过二极管的电流iD。解：（1）求静态量UDQ、IDQ画出图P1.11电路的直流通路如图解P1.11（a）所示，由该图可知静态时二极管正偏导通，UDQ=0.7V，故5−7.0I=mA=.172mA图P1.11DQ5.2（2）求动态量ud、id画出图P1.11电路的小信号等效电路如图解P1.11（b）所示。由该图得ud=ui=5sinωt(mV)26mA26由于r==Ω≈151.Ω（a）dI(mA).172DQu5d故i==sinωt(mA)≈.033Sinωt(mA)dr151.d（3）求总量uD、iDUD=UDQ+ud=(0.7+0.005sinωt)V（b）iD=iDQ+id=(1.72+0.33sinωt)mA图解P1.111．12图P1.12所示电路中，稳压管V1、V2的稳定电压分别为UZ1=8.5V、UZ2=6V，试求A、B两端的电压UAB。解：由图P1.12可知，V1、V2均处于稳压状态，故UAB=UZ1－UZ2=8.5V－6V=2.5V1．13稳压电路如图P1.13所示，UI=10V，稳压管参数为UZ=6V，IZ=10mA，IZＭ＝30mA，试求：（１）稳压管的工作电流IDZ和耗散功率；（2）限流电阻R所消耗的功率。图P1.12解：（1）设稳压管已稳压工作，则由图P1.13可得10−66I=I−I=(−)ADZRRL100300=.002A=20mA7 由于IZIZ,故稳压管仍能工作在稳压状态。111．16图P1.16所示电路中，ui=10sinωt(V)，稳压管参数为UZ1=UZ2=5V，UD(on)=0.7V8 试画uO波形。ωt图解P1.16图P1.16解：由图可知，当uI>5.7V时，V1正偏导通，V2稳压工作，uO=0.7V+5V=5.7V；当UI<－5.7V时，V1稳压工作，V2正偏导通，uO=－5V－0.7V=－5.7V；当-5.7V0，故该PNP管发射结正偏，集电结反偏，工作在放大状态。（e）UBE=－3.7V－（－5V）>0，UBC=－3.7V－（－3V）=－0.7V，故该PNP管发射结反偏，集电结正偏，工作在倒置状态。2.2放大电路中某三极管三个管脚电位分别为3.5V、2.8V、5V，试判别此管的三个电极，并说明它是NPN管还是PNP管，是硅管还是锗管？解：三极管工作在放大区时，UB值B必介于UC和UE之间，故3.5V对应的管脚为基极，UBB=3.5V，放大电路中的发射结必定正偏导通，其压降对硅管为0.7V，对锗管则为0.2V。由于3.5V－2.8=0.7V，故2.8V对应管脚为发射极，UE=2.8V，且由UBE=0.7V可知是NPN硅管。显然剩下的5V所对应的管脚为集电极。2.3对图P2.3所示各三极管，试判别其三个电极，并说明它是NPN管还是PNP管，估算其β值。图P2.311 解：（a）因为iBUCE=0.3V，三极管处于放大状态，故假图解P2.4设成立。因此三极管工作在放大状态，IBB=0.1mA，IC=10mA，12 UCE=6V。5(−)7.0V（b）I==.0077mAB56kΩ设三极管工作在放大状态，则得IC=βIBB=100×0.077=7.7mA则UCE=5V－7.7mA×3kΩ=5V－23.1V<0说明假设不成立，三极管已工作在饱和区，故集电极电流为VCC−UCES5VI=I===.157mACCSR3kΩC因此三极管的IB=0.0B77mA，IC=1.57mA，UCE=UCES≈0.3V（c）发射结零偏置，故三极管截止，IBB=0，IC=0，UCE=5V。（d）用戴维南定理将电路等效为图解P2.4所示图中RBB=20kΩ//8.2kΩ=5.8kΩ2.8VBB=×12V=3.49V20+.82设三极管工作于放大状态，则由图解P2.4可得VBB−UBE(on).349−7.0I==mA=.0026mABR+1(+β)R8.5+101×1BEIC=βIB=100B×0.026mA=2.6mAUCE=12V－2×2.6V－1×2.6V=4.2V由于UCE>0.3V，可见上述假设及其结论都是正确的（e）设三极管放大工作，则由图可得3310V=[（IBB+100IBB）×5.1×10+IB×B300×10+0.7]V10−7.0故IB=BmA≈0.0114mA=11.4μA101×1.5+300IC=βIBB=1.14mAUCE≈[10－1.14×5.1]V=4.19V由于UCE>0.3，故上述假设及其结论都是正确的。2.5图P2.5所示电路中三极管均为硅管，β很大，试求各电路IC、UCE、UO。解：（a）由图可见，发射结正偏导通，故UBE≈0.7V，可得13 图P2.56−.07IC≈mA≈1.77mA3UO=UC=10V－1.77×5.1V=0.97VUCE=UC－UE=0.97V－(－0.7V)=1.67V（b）由图可得UE=2V+0.7V=2.7V10−7.2IC≈IE=mA=1.43mA.51UO=UC=(3×1.43－6)V=－1.71VUCE=UC－UE=－1.71V－2.7V=－4.41V(c)由图可得UE=－0.7V5−7.0IC≈IE=mA=1mA.43UO=UC=(15－1×7.5)V=7.5VUCE=UC－UE=7.5V－（－0.7V）=8.2V14 （d）由图可见，V1、V2电压降之和等于UBE和RE上的压降之和，故UE=（－10+0.7）V=－9.3V.07IC≈IE=A=2.33mA300UO=UC=(0－2.33×3)V=－7VUCE=UC－UE=－7V－(－9.3V)=2.3V（e）由于该电路由左右完全对称的两半边电路构成，故两半边电路中的对应电流、电压是相同的。由图可得2mAIC≈IE==1mA2UO=UC2=(10－4.3×1)V=5.7VUCE=UC－UE=5.7V－(－0.7V)=6.4V2.6图P2.6（a）所示电路中，三极管的输出伏安特性曲线如图P2.6（b）所示，设UBEQ=0，当RB分别为B300kΩ、150kΩ时，试用图解法求IC、UCE。图P2.6解：（1）在输出回路中作直流负载线令iC=0，则uCE=12V，得点M（12V，0mA）；令uCE=0，则iC=12V/3kΩ=4mA，得点N（0V，4mA），连接点M、N得直流负载线，如图解P2.6所示。图解P2.615 （2）估算IBQ，得出直流工作点VCC12V当RB=300kBΩ，可得IBQ1===40μAR300kΩBV12VCC当RB=150kBΩ，可得IBQ2===80μAR150kΩB由图解Ｐ２.6可见，IB=IBBQ1=40μA和IB=IBBQ2=80μA所对应的输出特性曲线，与直流负载线MN分别相交于Q1点和Q2点。（3）求IC、UCE由图解P2.6中Q1点分别向横轴和纵轴作垂线，即可得：UCEQ1=6V，ICQ1=2mA同理，由Q2点可得UCEQ2=0.9V，ICQ2=3.7mA。2.7图P2.7所示三极管放大电路中，电容对交流信号的容抗近似为零，us=10sinωt(mV)，三极管参数为β=80，UBE（ON）=0.7V，rbb′=200Ω，试分析：（1）计算静态工作点参数IBQ、ICQ、UCEQ；（2）画出交流通路和小信号等效电路；（3）求uBE、iBB、iC、uCE。图P2.7解：（1）计算电路的静态工作点VCC−UBE(on)12V−.07VIBQ===0.024mA=24μAR470kΩBICQ=βIBQ=80×0.024mA=1.92mAUCEQ=VCC－ICQRC=12V－1.92mA×3.9kΩ=4.51V（2）画出放大电路的交流通路和小信号等效电路如图解P2.7（a）、（b）所示（3）动态分析，求交流量ube、ib、ic、uc由于IEQ≈1.92mA，故可求得图解P2.716 26mV26r=r+1(+β)≈200Ω+1(+80)Ω≈.13kΩbebb"I(mA).192EQ由解图P2.7（b）可得RB//rbe470kΩ//3.1kΩu=u=×10sinωt(mV)besR//r+R470kΩ//3.1kΩ+3.3kΩBbeS≈.283sinωt(mV)ube.283sinωti==μA≈.218sinωt(μA)br3.1beic=βib=80×2.18sinωt(μA)≈0.17sinωt(mA)uce=－icRc=－3.9×0.17sinωt(v)≈－0.66sinωt(V)（4）求合成电压和电流uBE=UBEQ+ube=（0.7+0.00283sinωt）ViB=IBBQ+ib=(24+2.18sinωt)μAiC=ICQ+ic=(1.92+0.17sinωt)mAuCE=UCEQ+uce=(4.51－0.66sinωt)V2.8图P2.8所示三极管放大电路中，电容对交流信号的容抗近似为零，ui=10sinωt(mV)，三极管参数为α=0.98,UBE(on)=－0.3V，rbb′=200Ω，试分析：（1）计算静态工作点参数IBQ、ICQ、UCEQ；（2）画出交流通路和小信号等效电路；（3）求uBE、iB、BiC、uCE。解：（1）计算静态工作点VCC−UEBQ10V−.03V图P2.8IBQ==≈0.021mA=21μAR470kΩB图P2.8α.098β===491−α1−.098ICQ=βIBQ=49×0.021mA=1.03mAUCEQ=－VCC+ICQRC=(－10+1.03×2)V=－7.94V（2）画出放大电路的交流通路和小信号等效电路如图解P2.8(a)、(b)所示（3）计算交流量ube、ib、ic、uce因为17 26mV26r=r+1(+β)=200Ω+1(+49)×Ω≈.146kΩbebb"I(mA).103EQ故由图解P2.8（b）可得ube=ui=10sinωt(mV)u10sinωtbei==μA≈6.85sinωt（μA）br.146beic=βib=49×6.85sinωt(μA)≈0.34sinωt(mA)uce=－iCRC=－2×0.34sinωt(V)=－0.68sinωt(V)图解P2.8(4)求合成电压、电流uBE=UBEQ+ube=（－0.3+0.01sinωt）V比较图P2.8和图解P2.8（b）中电流IBB、IC的方向可得iB=IBBQ－ib=(21－6.85sinωt)μAiC=ICQ－ic=(1.03－0.34sinωt)mAuCE=UCEQ+uce=(－7.94－0.68sinωt)V2.9用示波器观测图P2.9（a）所示电路的uo波形。（1）若uo波形如图P2.9（b）所示，试问这是何种失真？如何调节RBB的移动触点才能消除之？（2）若uo波形如图P2.9(c)所示，则又为何种失真？如何调节RBB的移动触点来消除之？（3）若uo波形如图P2.9（d）所示，试分析失真原因，指出消除失真的措施。图P2.918 解：图P2.9（a）所示电路为NPN管组成的共发射极放大电路，uo=uce。（1）图P2.9（b）所示uo波形出现顶部削波失真，是由于Q点太低，NPN管工作进入截止区所引起的截止失真，如图解P2.9（a）所示，将RBB触点下移可减小RB，增大BICQ，从而消除截止失真。（2）图P2.9（b）所示uo波形出现底部削波失真，是由于Q点太高，NPN管工作进入饱和区所引起的饱和失真，如图解P2.9（b）所示。将RBB触点上移，可减小ICQ，从而消除饱和失真。（3）图P2.9（c）所示uo波形既有顶部削波失真，又有底部削波失真，这是由于输入信号过大，使NPN管工作进入截止区和饱和区所引起的失真，如图解P2.9（c）所示。减小输入信号，使NPN管始终工作于放大区，就可消除这种失真。图解P2.92.10图P2.10所示三极管“非门”电路中，三极管的β值最小应为多大，才能使“非门”正常工作？解：当输入高电平时，三极管应饱和；输入低电平时，三极管应截止，这样才能使“非门”正常工作。由图P2.10可见，uI=0V时，发射结反偏，三极管截止。当uI=5V时，三极管导通，可求得[5−7.07.0−(−12)]图P2.10I=−mAB3.420=.0365mA19 为使三极管饱和，应满足12VβIB≥BICS≈=12mA1kΩ故得12β≥≈330.365即β的最小值约为33。2.11场效应管的转移特性曲线如图P2.11所示，试指出各场效应管的类型并画出电路符号；对于耗尽型管求出UGS（off）、IDSS；对于增强型管求出UGS（th）。图P2.11解：（a）由于uGS可为正、负、零、故为耗尽型MOS管；由于uGS（off）=－8<0，故为N沟道耗尽型MOS管，其电路符号如图解P2.11（a）所示。由图P2.11(a)可得IDSS=4mA。(a)(b)(c)(d)图解P2.11（b）由于uGS≤0，故为N沟道结型场效应管，其电路符号如图解P2.11（b）所示。由图P2.11（b）可得UGS（off）=－5V，IDSS=5mA。（c）由于uGS可为正、负、零，且UGS（off）=2V，故为耗尽型PMOS管，电路符号如图解P2.11（c）所示。由图P2.11（c）可得UGS（off）=2V,IDSS=2mA.20 （d）由于uGS>0，故为增强型NMOS管，电路符号如图解P2.11（d）所示，由图P2.11（c）可得UGS(th)=1V。2.12场效应管的输出特性曲线如图P2.12所示，试指出各场效应管的类型并画出电路符号；对于耗尽型管求出UGS（off）、IDSS；对于增强型管求出UGS（th）。图P2.12解：（a）由于uGS可为正、负、零，UGS（off）=－1.5V，故为耗尽型NMOS管，电路符号如图解P2.12（a）所示。由图P2.12(a)可得，uGS=0V时的漏极饱和电流值为IDSS≈0.8mA.(b)由于uGS>0，故为增强型NMOS管，电路符号如图解P2.12（b）所示。由图P2.12（b）可得UGS（th）=2V（c）由于uGS≤0，故为N沟道结型场效应管，电路符号如图解P2.12（c）所示。由图2.12(c)可得UGS（Off）=－4V，IDSS=4mA(d)由于uGS＜0，故为增强型PMOS管，电路符号如解图P2.12（d）所示。由图2.12(d)可得UGS（th）=-1V。(a)(b)(c)(d)图解P2.1221 2.13试根据图P2.12(b)、（d）所示的场效应管输出特性，分别作出uDS=8V(或uDS=－8V)时的转移特性曲线。解：（1）在图P2.12(b)中，作垂直线uDS=8V与输出曲线族相交，如图解P2.12（a）所示。由交点可知，当uGS分别为5V、4V、3V和2V时，iD分别为2.8mA、1.7mA、0.8mA和0.1mA。由此可作出转移特性曲线，如图解P2.12（b）所示。图解P2.13（2）同理，对图P2.12（d）作垂直线－uDS=8V，可得交点如图解P2.12(c)所示，可见，当uGS分别为－4V、－3V、－2V和－1V时，iD为3.5mA、2.2mA、0.9mA、0.1mA,故可作出转移特性曲线如图解P2.12（d）所示。2.14图P2.14所示场效应管电路中，ui=50sinωt(mV)，场效应管参数为IDSS=7mA，UGS（off）=－8V，试分析：（1）静态工作点参数UGSQ、IDQ、UDSQ；（2）画出交流通路和小信号等效电路；（3）求电压放大倍数Au=uo/ui。解：（1）计算静态工作点：由于栅极无电流，故由图P2.14可得UGSQ=－IDQRS图P2.1422 结型场效应管饱和工作时有UGSQ2I=I(1−)DQDSSUGS(off)将RS=1kΩ、IDSS=7mA、UGS(off)=－8V分别代入上面两式，联列求解这个方程组，可得IDQ1=22.2mA，IDQ2=2.9mA，对于结型场效应管，ID>rBbe，故可略去ＲＢ影响，则得中频源电压增益为⋅⋅UβR100×1oCA==−=−=−59usm⋅R+r0.2+1.5USbes⋅20lgA=20lg59=35.4dBusm放大电路的下限频率为11f==Hz=20HzL32π(R+rC)2π(0.2+1.5)×10×4.7×10−6Sbe因此可作出该电路的幅频波特图如图解P5.6（b）所示69 图解P5.6（b）作出图解P5.6（b）的交流通路如图解P5.6（c）所示，由图可得⋅−β(R//R)100×(2//2)CLA==−=−22usmR+r3+1.5Bbe⋅20lg=A=20lg22=26.8dBusm11f==Hz=4HzL3−62π(R+RC)2π(2+2)×10×10×10CL由此可作出幅频波特图如图解P5.6（d）所示。5.7放大电路如图P5.7所示，已知Vcc=15V，Rs=1kΩ，RBB=20kΩ，RC=RL=5kΩ，C=5μF；三极管的UBEQ=0.7V，rbb’=100Ω，βo=100，fβ=0.5MHz，Cob=5PF。试估算该电路的截止频率fH和fL，⋅并画出A的波特图。us解:（1）求静态工作点图P5.770 V−UUCCBEQBEQI=−BQRRBS15−7.07.0=(−)mA201=.0015mAICQ=βoIBQ=(100×0.015mA=1.5mAUCEQ=VCC-ICQRc=(15-1.5×5)V=7.5V可见放大电路工作点设置合适。（2）求混合π型模型中的参数UU26TTr=1(+β)==Ω=1733Ωb"eII.0015EQBQIEQ5.1g=≈S=.00577SmU26TC=C=5pFb"cob12110C=−C=(−)5PF=179pFb"eb"c62πrb"efβ2π×1733×5.0×10（3）求上限截止频率33"1(+)1.0×10×.1733×10R≈(R+r)//r=Ω=673ΩSSbb"b"e31(+1.0+.1733)×10"Ci=Cb"e+Cb"c1(+gmRL)=[179+1(5+.00577×2500)]pF=905pF116f==Hz=.0261×10Hz=261KHzH"−122πRSC2π×673×905×10i（4）求下限截止频率由于电路只有一个输出耦合电容，所以11f==Hz=.32HzL3−62π(R+R)C2π5(+)5×10×5×10CL（5）求中频源电压增益⋅−grR"−.00577×1733×2500mb"eLA≈==−88usmR+r+r1000+100+1733Sbb"b"e⋅20lgA=20lg88≈39dBusm71 ⋅（6）画A的波特图us根据上述计算结果，可得放大电路全频段的源电压放大倍数表达式为⋅⋅1−88A=A=ususmff2.3fL1(−j)(1+j)1(−j)(1+j)3fff261×10H⋅因此可画出A的波特图如图解P5.7所示。us261图解P５.７⋅5.8已知某两级共发射极放大电路的波特图如图P5.8所示，试写出A的表达式。us⋅解：由图P5.8可知中频电压增益为40dB，即A=100usm图P５.8低频段有两个转折频率，分别为fH=10Hz，fL2=1Hz5高频段只有一个转折频率fH=2.5×10Hz72 ⋅所以A的表达式可写成us⋅100100A==usfff10fL1L21(−j)(1−j)(1+j)1(−j)(1−j)(1+j)5ffff5.2×10H5.9已知某放大电路的幅频波特图如图P5.9所示。试问：（1）该放大电路的耦合方式？（2）该电路由几级放大电路组成？（3）中频电压放大倍数和上限频率为多少？（4）f=1MHz、10MHz时附加相移分别为多大？图P5.9解:（1）由于低频段没有转折频率，所以该放大电路为直接耦合方式。（2）由于幅频特性高频段有两个转折频率，f1=1MHz、f2=10MHz。在1~10MHz频率之间波特图斜率为-20dB/+倍频，当频率大于10MHz后曲线按斜率为-40dB/+倍频变化，说明有两个三极管的等效结电容影响高频段特性，故该放大电路由两级组成。⋅（3）中频电压放大倍数即为低频电压放大倍数，由于20lgAusm=60dB所以Ausm=1000倍。由于fH2=10fH1，所以放大电路的上限频率为fH≈fH1=1MHz（4）f1=1MHz时，附加相移Δϕ=−45°f1=10MHz时，附加相移Δϕ=−90°+(−45°)=−135°5.10已知某放大电路的频率特性表达式为⋅200×106A=us610+jω试问该放大电路的中频增益、下限和上限频率各为多大？解：将给出的频率特性表达式变换成标准形式，即73 ⋅⋅200AusmA==us61+j(ω/10)1+j(ω/ω)H可见，放大电路的中频增益为⋅⋅A=20020lgA=46dBusmusm6ω10H上限频率为f==Hz=159KHzH2π2π而下限频率为fL=0。5.11已知负反馈放大电路的环路增益幅频波特图如图P5.11所示，试判断该反馈放大电路是否稳定。图P5.11⋅⋅解：由图可知，当20lgAF=0时，附加相移Δϕ=−135°，所以该反馈放大电路是稳定的。5.12由集成运放构成小信号的放大电路如图P5.12所示，已知集成运放741的BWG=1MHz，试求该电路的中频增益、下限和上限频率。解：⋅⋅⋅⋅UUUpRfRoo2A==⋅=1(+)u⋅⋅⋅1RUiUpUi1R+图P5.122jωC74 Rf1⋅1=1(+)=AumR11−j(f/f)11+LjωCR2⋅式中，A为中频电压增益um⋅Rf150A=1+=1+=16umR101⋅20lgA=20lg16=24dBumfL为下限截止频率11f==Hz=159HzL4−62πRC2π×10×1.0×102放大电路的上限频率受到集成运放的BWG限制，为6BW10Gf==Hz=62.5KHzH•16Aum75 第六章模拟集成放大器的线性应用6.1运算电路如图P6.1所示,试分别求出各电路输出电压的大小。图P6.136解：(a)U=−×6.0V=−.18VO1224(b)U=1(+)×2.0V=5VO1100(c)U=3(−2)×V=5VO20125.1(d)U=−62×(−+)V=.62VO201030242×24−2×10(e)U=1(+)(+)V=.28VO1010+2410+246.2写出图P6.2所示各电路的名称,分别计算它们的电压放大倍数和输入电阻。20"解：(a)反相比例运算电路,A=−=−20,R=1kΩufif120"(b)同相比例运算电路,A=1+=21,R→∞ufif176 图P6.22020"(c)同相比例运算电路,A=1(+)=20,R=21kΩufif120+16.3运放应用电路如图P6.3所示,试分别求出各电路的输出电压Uo值。图P6.35R解（a）U=−×1V=−5VARRU=−U−U=−2U=10VOAAAR（b）U=−2VA2R1U=−U=4VOAR16.4图P6.4所示的电路中,当uI=1V时，uo=-10V,试求电阻RF的值。77 uO−10解：A===−10ufu1IRF而由图可得A=−uf3kΩ故R=−10×(−)3kΩ=30kΩF图P6.46．5图P6.5是利用集成运放构成的具有高输入电阻的差分放大电路,试求输出电压uo与输入电压u11、u12之间的运算关系。图P6.5KRKRR/K331解：u=1(+)u−(1+)uoI2I1RRR3311=1(+K)u−K1(+)u=1(+K)(u−u)I2I1I2I1K6．6分别设计实现下列各运算关系的运算电路。（括号中的反馈电阻RF或反馈电容CF为给定值，要求画出电路并求出元件值）。（1）uo=-3uI(RF=39kΩ)；（2）uo=-(uI1+0.2uI2)(RF=15kΩ)；（3）uo=5uI(RF=20kΩ)；（4）uo=-uI1+0.2uI2(RF=10kΩ)；解：（1）由式可知，可采用反相比例运算电路实现该运算关系，电路如图解P6.6（1）所示。由于−RFu=−3u=uoIIR1RF故R==13kΩ1378 图解P6.6(1)反相比例运算电路图解P6.6(2)反相加法运算电路为了使运放两输入端对地直流电阻相等，故要求R2=R1//R1≈10KΩ（2）由式可知，可采用反相加法运算电路，电路如图解P6.6(2)所示。由于−RRFFu=−u−.02u=u−uoI1I2I1I2RR1112RF故=1，则R11=RF=15kΩR11RR15kΩFF=.02，则R===75kΩ12R2.0.0212而R2=R11//R12//RF≈4.6kΩ，取4.7kΩ(3)由式可知，可采用同相比例运算电路，如图解P6.6(3)所示。由于RFu=5u=1(+)uoIIR1RR20kΩFF故1+=5，则R===5kΩ1R5−441而R2=R1//RF=4kΩ（4）由式可知，可采用减法运算电路，如图解P6.6(4)所示。由于RRRFF3u=−u+2.0u=−u+1(+)uoI1I2I1I2RRR+R112379 RF故=1，则R1=RF=10kΩR1RRRF331(+)=.02，即=.01RR+RR+R12323而根据输入端直流电阻平衡要求，可得R2//R3=R1//RF=5kΩ，故5kΩR==50kΩ21.05×50R=kΩ≈6.5kΩ350−5图解P6.6(3)同相比例运算电路图解P6.6(4)减法运算电路6.7反相加法电路如图P6.7(a)所示，输入电压uI1、uI2的波形如图P6.7(b)所示，试画出输出电压uo的波形（注明其电压变化范围）。图P6.7解：由图P6.7(a)可得RRu=−u−u=−(u+u)oI1I2I1I2RR故可画出uo波形如图解P6.7所示。80 图解P6.76．8由集成运放组成的三极管电流放大系数β的测试电路如图P6.8所示，设三极管的UBE=0.7V。求三极管的C、B、E各极的电位值；若电压表读数为200mV，试求三极管的β值。图P6.8解：根据“虚短”，由运放A1可知UC=5V；由运放A2可知UB=0VB，UE=-0.7V。由运放A1构成的电路可得(10−5)VI==1mAC5kΩ由运放A2构成的电路可得U−U200mVOBI===20μABR10kΩ2故三极管的β为IC1mAβ===50I20μAB6.9在图P6.9所示的积分电路中，若R1=10kΩ，CF=1μF，uI=-1V,求uo从起始值0V达到+10V所需的积分时间。81 解：由图可得1tut)(=−udto∫IRC01F(−t)=−(V)=100t(V)3−610×10×10故uo从0V达到+10V所需的积分时间为图P6.910t=s=1.0s1006．10图P6.10(a)、(b)所示的积分电路与微分电路中，已知输入电压波形如图P6.10(c)所示，且t=0时uC=0，集成运放最大输出电压为±15V，试分别画出各个电路的输出电压波形。图P6.10解：（1）由图（a）所示的积分电路可得1tu(t)=−udt+u(t)o∫IooRCt03−6由于τ=RC=30×10×.001×10s=3.0msuO(0)=uC(0)=0故在0~1ms时间段内1tut)(=−(−)3dt+u)0(o−3∫0o3.0×104=+10t(V)82 4−3u=10×10V=10Vot=1ms而在1~3ms时间段内1tut)(=−3dt+uo3.0×10−3∫1msot=1ms4−3=[−10(t−1×10)+10]V4=(20−10t)V4−3u=20−10×3×10=−10Vot=3ms图解P6.10可见，在uI=-3V时，uo线性增大，最大值为10V；在uI=3V时，uo线性减小，最小值为-10V。由于uo值小于集成运放最大输出电压值（15V），故输出电压与输入电压间为线性积分关系。由于uI为对称方波，故可作出uo波形如图解P6.10所示，为三角波。（2）由图（b）所示的微分电路可得duI−4duIu(t)=−RC=−3×10odtdt故可作出uo波形如图解P6.10所示。6．11图P6.11所示电路中，当t=0时，uC=0，试写出uO与uI1、uI2之间的关系式。解：根据虚地，可得uu图P6.11I1I2i=+FRR12故83 −1t−1tuuI1I2u=idt=(+)dtO∫0F∫0CCRR126．12电路如图P6.12所示，试求出uO与uI的关系。图P6.12图解P6.12解：由图解P6.12可知，该电路通过A2、R2构成电压并联负反馈，因此运放A1的两个输入端既虚短又虚断。由图可得u−uIO2=RR12R2则u=−uO2IR1根据积分运算电路的运算关系，可知1u=−udtO2∫ORC3因此R12−u=−udtI∫ORRC13从而可得RRCdu23Iu=⋅ORdt1可见，该电路是利用积分运算电路来实现微分运算的。6.13由理想运放构成的放大电路如图P6.13所示，试分别求出各电路的中频电压放大倍数及下限截止频率。84 图P6.13R3f10×10解：(a)A=−=−=−16.7ufR600111f===26.5HzL−62πRC2π×600×10×101Rf12kΩ(b)A=−=−=−1ufR12kΩ111f===94.6HzL3−62πRC2π×1.5×10×.033×10LRf16kΩ(c)A=1+=1+=.414ufR1.5kΩ11f==40.8HzL3−62π×9.3×10×106.14试用集成运算放大器构成图P6.14所示的反相小信号交流放大电路，要求放大电路最低工作频率为300Hz，电压增益为20dB，输入电阻为1.2kΩ，设集成运算放大器具有理想特性，试决定C1、R1、RF的大小。图P6.14解：由图可得R1=Ri=1.2kΩRF由于A=−，故可得ufR185 R=AR=10×2.1kΩ=12kΩFuf1根据最低工作频率fL可得11−6C≥=F=.044×10F=.044μF132πfR2π×300×2.1×10L16.15试用集成运算放大器CF741构成图P6.15所示的同相小信号交流放大电路，要求工作频带为100Hz~5kHz，电压放大倍数Auf=15，输入电阻为10kΩ，试决定C1、R1、R2、RF的大小；若输入电压Uim=0.5V，为使输出电压不产生失真，试决定电源电压的大小，并核算CF741能否满足要求。解：根据Ri=R2,可得R2=10kΩ图P6.15RRRF1F由式1+=15和=R2=10kΩ联立求解可得RF=150kΩ，R1≈11kΩRR+R11F根据下限频率fL=100Hz，可得11−6C≥==.0159×10F=.0159μF132πfR2π×100×10×10L2由U=AU=15×5.0=.75Vomufim则要求VCC=VEE＞7.5V。为留有管压降，可取电源电压为±12V。由ABW=15×5kHz=75kHz＜BW=1MHzuffG332πfU=2π×5×10×5.7V/s=236×10V/s≈.024V/μs＜S=5.0V/μsHomR可见，CF741运放满足该电路要求。6.16由集成运算放大器CF741构成的小信号交流放大电路如图P6.16所示，试分析电路中各主要元件的作用，求出Auf及下限截止频率fL。解：集成运放采用单电源供电。-18V直流电压经R5、稳压管V、电容C3构成的稳压滤波电路，送出稳定的-13V电压作为集成运放的直流电源，接到其负电源端4，正电源端7接地。-13V电压经R4、R3的分压，取-6.5V加到运放同相输入端，C2为交流旁路电容。运放2端所接R1决定放大电路输入电阻，并与反馈电阻R2共同决定放大电路的电压增益。C1为耦合电容，用以耦合交流隔除直流。由图可得，放大电路的电压增益及下限频率86 fL分别为uR−10kΩo2A==−==−167.ufuR6.0kΩi111f==Hz=26.5HzL−62πRC2π×600×10×1011图P6.166.17有源低通滤波器如图P6.17所示，已知R=1kΩ、C=0.16μF，试求出各电路的截止频率，并画出它们的幅频特性波特图。图P6.17解：⋅⋅UoAuf(a)Au==⋅1+j(f/f)UHiAuf=1,20lgAuf=0dB11f==Hz=995HzH3−62πRC2π×10×.016×10其幅频特性波特图如图解P6.17(a)所示。87 ⋅⋅UoAuf(b)Au==⋅1+j(f/f)UHi10A=1+≈10,20lgA=20dBufuf1.1fH与图（a）中相同，其幅频特性波特图如图解P6.17（b）所示。图解P6.176.18电路如图P6.18所示，试写出电路的电压传输系数，说明是低通还是高通？求出截止频率及通带增益。解：R/1(SC)2⋅⋅UoR+/1(SC)−R22Au==−=⋅RR1(+RSC)U112i图P6.18−R2/R1AufAuf===1+jωCR1+j(ω/ω)1+j(f/f)2HH1可见该电路为低通滤波器，其通带增益Auf=－R2/R1，截止频率fH=2πRC26.19在图P6.19所示的二阶有源低通滤波器电路中，R1=10kΩ、RF=5.86kΩ、R=1.85kΩ、C=0.043μF，试计算截止频率、通带增益及Q值，并画出其幅频特性。R.586FA=1+=1+=.1586uf解：R11020lgA=20lg.1586dB≈4dBuf11Q===.07073−A3−.1586uf因此11f=f==Hz≈2kHzHn3−62πRC2π×.185×10×.0043×1088 其幅频特性如图解P6.19所示。图P6.19图解P6.196.20已知有源高通滤波电路如图P6.20所示，R1=10kΩ、RF=16kΩ、R=6.2kΩ、C=0.01μF，试求截止频率并画出其幅频特性波特图。图P6.20图解P6.20R16F解：A=1+=1+=.26ufR10120lgA=20lg6.2dB≈3.8dBuf11f==Hz≈.257kHzL3−82πRC2π×2.6×10×10其幅频特性如图解P6.20所示。6.21图P6.21电路用以测量压力，已知测量电桥的输出信号uid与压力P（单位kg）的函数关系为uid=0.2P(mV)，试求当压力P从0上升到25kg时uo的变化范围。解：由图P6.21可知，仪用放大器INA102接成Au=1000的放大电路，故uo=Auuid=0.2P(V)因此，当P从0上升到25kg时，uo从0增大为5V。89 图P6.216.22试利用集成程控增益放大器PGA100构成一个电压增益为128倍的放大电路。解：由表6.4.2可得利用PGA100对IN7通道信号放大128倍的电压放大电路如图解P6.22所示。图解P6.226.23试利用理想集成运放构成一个实现iL=0.1uI(mA)的电压/电流转换电路。解：若负载接地，则可采用图解P6.23（a）所示电路。由于图中R2RF=R1R3，故由教材中式（6.4.5）可得uuIIi=+=+=0.1u(mA)LIR10kΩ2若负载浮地，则可采用图解P6.23(b)所示电路。由该图可得uuIIi===0.1u(mA)LIR10kΩ190 图解P6.236.24试利用集成隔离放大器ISO100构成一个电压增益为10倍、输入电阻为10kΩ的放大电路。解：可采用图解P6.24所示电路，由图可得Ri=R1=10kΩR100FA===10uR101图解P6.246.25试利用集成宽带放大器μA733构成一个电压增益为400倍、输入电阻为100Ω、输出电阻为20Ω、频带为20Hz~40MHz的放大电路。图解P6.2591 解：由于μA733在管脚4、11短接时，电压增益为400，上限频率为40MHz、输入电阻为4kΩ，输出电阻为20Ω，故可采用图解P6.25所示电路来实现题意。6.26图P6.26所示电路中，试估算正负电源电压均为15V时，各个扬声器上的最大不失真功率，并计算输出最大不失真功率时需加的激励电压幅值。图P6.2622VCC15解：P=P≈=≈14.1Wom1om22R2×8L由于Au=30dB≈31.6故输出最大不失真功率时所需的激励电压幅值为V15VCCU==≈0.47VimA31.6u92 第七章集成模拟乘法器及其应用7.1电路如图P7.1所示，试写出输出电压uO与输入uI的关系式。223解：u=Ku(Ku)=KuOIII图P7.1-17.2电路如图P7.2所示，乘法器的增益系数K=0.1V，试求：（1）u1=2V、u2=4V时，uO=?（2）u1=-2V、u2=4V时，uO=?（3）u1=2V、u2=-4V时，uO=?"解：（1）u=Kuu=−u，所以O2O1u=−u1=−2=−5V图P7.2OKu1.0×42−u21（2）u===5VOKu1.0×42（3）因u2为负极性，运放工作在正反馈状态，故电路不能正常工作。7.3电路如图P7.3(a)、(b)所示，求输出电压uO的表达式，并说明对输入电压u1、u2有什么要求？图P7.3解：(a)由集成运放可得u1=uN由乘法器可得R2u=KuuNO2R+R12由此可得输出电压表达式为93 R+Ru121u=⋅OKRu22可见输出电压uO与两个输入电压u1、u2之商成正比，实现了除法运算。当u2为正极性，乘法器输出电压的极性决定于u1，集成运放构成负反馈；当u2为负极性，乘法器输出电压的极性与u1相反，运放构成正反馈而处于锁定状态，电路工作不正常。所以图6.5(a)电路要实现除法运算，要求u2必须为正极性，u1可正可负。(b)由集成运放可知，u1=uN，由乘法器可知，uN=KuOu2，所以输出电压u1u=OKu2为除法运算。同样，为了使运放工作在负反馈状态，要求u2为正极性，u1可正可负。7.4电路如图P7.4所示，已知模拟乘法器的增益系数-1K=0.1V，当u1=2V时，求uO=?，当u1=-2V时，uO为多少？2u−KuIO解：=RR12故图P7.4−R−202uO=uI=uI=−20uI，要求uI为负值。RK1.0×101当uI=2V时，电路不能正常工作；当uI=-2V时，u=−20×(−)2=.632VO7.5正电压开方运算电路如图P7.5所示，试证明uI>0时输出电压等于R2u=uOIKR1图P7.594 解：电路通过乘法器及集成运放A2、R2构成负反馈，所以2u−uuKuIO2O1O===RRRR1222R2当uI>0时，uO=uIKR1-17.6模拟乘法器，K=0.1V，若uX、uY分别输入下列各信号，试写出输出电压表示式，并说明输出电压的特点。666（1）uX=uY=3cos(2π×10t)V；（2）uX=2cos(2π×10t)V，uY=cos(2π×1.465×10t)V；63（3）uX=3cos(2π×10t)V、uY=2cos(2π×10t)V。26解：（1）u=kuu=1.0×3×3×cos2(π×10t)OXY61(9.0+cos4π×10t)6=V=.0(45+.045cos2π×2×10t)V2可见能输出倍频电压66（2）u=1.0×2cos(2π×10t)cos(2π×.1465×10t)VO2.0[66]=cos2π1(+.1465)×10t+cos2π.1(465−)1×10tV266=1.0(cos2π×.2465×10t+1.0cos2π×.0465×10t)V可见，输出为和、差频信号。由于两个输入信号频率均为高频，故实现了混频作用。63（3）u=1.0×3cos(2π×10t)×2cos(2π×10t)O[6363]=3.0cos2π(10+10)t+cos2π(10−10)tV输出也为和、差频信号，但两个输入信号频率中，一个为高频，另一个为低频，故输出为抑制载频双边带调幅信号。-167.7图P7.7所示电路中，已知K=0.1V，uc=cos(2π×10t)V、3uΩ=cos(2π×10t)V，uQ=2V，试写出输出电压表示式，求出调幅系数ma，并画出输出电压波形。图P7.795 36解：u=K(U+u)u=2(1.0+cos2π×10t)cos2π×10tOQΩc36=1(2.0+5.0cos2π×10t)cos2π×10t(V)故m=0.5a输出电压波形如图解P7.7所示。图P7.7-17.8模拟乘法器中，K=0.1V，uX=2cosωct(Ｖ)、uY=(1+0.5cosΩt)cosωct(V)，试写出输出电压表示式，并说明实现了什么功能。解：u=Kuu=1.0×2cosωt(1+0.5cosΩt)cosωt(V)OXYcc=1(1.0+5.0cosΩt)(1+cos2ωt)(V)c=[(1.0+.005cosΩt)+1.0(+.005cosΩt)cos2ωt](V)c上式中，第一项为调幅波解调后输出的直流和低频信号，第二项为二次高频项，用低通滤波器滤除高频分量，即可实现同步检波功能。7.9模拟乘法器中，uX=uXmcosω1t，uY=uYmcosΩtcosω2t，ω1、ω2均为高频，ω1-ω2=ωc>>Ω，Ω为低频，试写出模拟乘法器的输出电压表达式，并说明其特点。解：u=Kuu=Kuucosωt⋅cosΩtcosωtOXYXmYm12=5.0KuucosΩt[]cos(ω+ω)t+cos(ω−ω)tXmYm1212=5.0KuucosΩtcosωt+5.0KuucosΩtcos(ω+ω)tXmYmcXmYm12显然，输出实现了混频功能，用带通滤波器即可滤除无用的高频调幅波取出混频输出信号。7.10模拟乘法器中，uX=uXmcosωct，uY=uYmcosΩtcosωct，Ω为低频，ωc为高频，试写出模拟乘法器的输出电压表达式，说明该模拟乘法器可实现什么功能。96 解：u=KuuOXY=Kucosωt⋅ucosΩtcosωtXmcYmc=5.0KuucosΩt1(+cos2ωt)XmYmc=5.0KuucosΩt+5.0KuucosΩtcos2ωtXmYmXmYmc上式中，第一项为调幅波解调后得到的低频信号，第二项为高频载波的二次谐波项，用低通滤波器滤除高频，即可实现同步检波功能。97 第八章信号发生电路8.1试用振荡相位平衡条件判断图P8.1所示各电路中能否产生正弦波振荡，为什么？图P8.1解：(a)放大电路为反相放大，故不满足正反馈条件，不能振荡。(b)V1为共源电路、V2为共集电路，所以两级放大为反相放大，不满足正反馈条件，不能振荡。(c)差分电路为同相放大，满足正反馈条件，能振荡。(d)通过RC选频网络构成负反馈，不满足正弦振荡条件，不能振荡。(e)三级RC滞后网络可移相180°，而放大器为反相放大，故构成正反馈，能产生振荡。8.2已知RC振荡电路如图P8.2所示，试求：（1）振荡频率fo=?（2）热敏电阻Rt的冷态98 阻值；（3）Rt应具有怎样的温度特性？图P8.211解：（1）f==Hz=971Hzo3−62πRC2π×2.8×10×.002×101（2）Rt应具有正温度系数，Rt冷态电阻>3R101故正反馈过强，uo为方波。RF（3）RF冷态阻值大于20kΩ，则1+>3，满足振幅起振条件，起振后RF随uo幅R1度的增加而下降，由于RF的下降致使Auf下降，可保证输出电压为正弦波时，就能使RF1+=3。故输出电压为正弦波。R18.4设计一个频率为500Hz的RC桥式振荡电路，已知C=0.047μF，并用一个负温度系数、20kΩ的热敏电阻作为稳幅元件，试画出电路并标出各电阻值。解：电路如图解P8.4所示，由于工作频率为500Hz，所以可选用集成运放LM741。因提供的热敏电阻为负温度系数，故该电阻应接于RF的位置。为了保证起振，要求99 RFR<=10kΩ，现取R=6.8kΩ。112根据已知fo及C，可求得11R===6776Ω−62πfoC2π×500×0.047×10可取R=6.8kΩ金属膜电阻。图解P8.4ＲＣ桥式振荡电路图P8.58.5图P8.5所示RC桥式振荡电路中，R2=10kΩ，电路已产生稳幅正弦波振荡，当输出电压达到正弦波峰值时，二极管的正向压降约为0.6V，试粗略估算输出正弦波电压的幅度Uom。解：稳幅振荡时，电路参数满足RF1+=3，即R=2R=2×6.2kΩ=12.4kΩF1R1因RF由R2、R3与V1、V2并联所得的阻抗R3′串联组成，所以R"=R−R=124.kΩ−10kΩ=.24kΩ3F20.6V因R′两端压降为0.6V，则流过负反馈电路的电流等于，故可得输出正弦波电压的3R′3幅度为0.6V0.6VU=(R+R)=(12.4kΩ+6.2kΩ)=4.65VomF1R′2.4kΩ38.6分析图P8.6所示电路，标明二次线圈的同名端，使之满足相位平衡条件，并求出100 振荡频率。图P8.6解：(a)同名端标于二次侧线圈的下端116f==Hz=.0877×10Hz=.0877MHzo2LC−6−12π2π100×10×330×10(b)同名端标于二次侧线圈的下端16f=Hz=.152×10Hz=.152MHzo−6360×100−122π140×10××10360+100(c)同名端标于二次侧线圈的下端16f=Hz=.0476×10Hz=.0476MHzo−6−122π560×10×200×108.7根据自激振荡的相位条件，判断图P8.7所示电路能否产生振荡，在能振荡的电路中求出振荡频率的大小。图P8.7解：分别画出图P8.7所示电路的简化交流通路如图解P8.7(a)、(b)、(c)所示。图(a)构101 成电容三点式LC振荡电路；图(b)不满足振荡相位条件，不能振荡；图(c)构成电感三点式LC振荡电路。图(a)的振荡频率116f==Hz=.019×10Hz=.019MHzo2πLC−124700×10−62π×300×102图(c)的振荡频率116f==Hz=.0424×10Hz=.0424MHzo2LC−6−12π2π(100+200)×10×470×10图解P8.78.8振荡电路如图P8.8所示，它是什么类型的振荡电路？有何优点？计算它的振荡频率。图P8.8图解P8.8解：画出该电路的交流通路如图解P8.8所示，为改进型电容三点式振荡电路，称为克拉泼电路。其主要优点是晶体管寄生电容对振荡频率的影响很小，故振荡频率稳定度高。11f≈=Hz=2.25MHzo2πLC−6−122π50×10×100×10102 8.9图P8.9所示石英晶体振荡电路中，试说明它属于哪种类型的晶体振荡电路，并指出石英晶体在电路中的作用。图P8.9解：将图P8.9(a)改画成图解P8.9(a)所示。由图可见，电路构成并联型晶体振荡器，石英晶体在电路起电感作用，与C1、C2、C3构成改进型电容三点式LC振荡电路。画出图P8.9(b)所示电路的交流通路如图解P8.9(b)所示，图中C1、C2、L构成选频网络，对频率等于晶体串联谐振频率的信号，晶体呈现很小的电阻，电路构成正反馈，且正反馈很强，使电路产生振荡，而对偏离晶体串联谐振频率的信号，晶体不但等效阻抗很大，且产生附加相移，电路将不满足振荡的振幅和相位条件而停振，所以图P8.9(b)所示电路为串联型晶体振荡电路，石英晶体工作在串联谐振状态。图解P8.98.10试画出图P8.10所示各电压比较器的传输特性。解：(a)uI>2V时，运放输出负饱和电压，uO≈-6V；uI<2V时，运放输出正饱和电压，uO≈6V。因此，可画出传输特性如图解P8.10(a)所示。103 图P8.10(b)由uI−1V+=05kΩ2kΩ可得uI=2.5V，即门限电压UT=2.5V，故可得uI>+2.5V时，uO≈-6V；uI<+2.5V时，uO≈6V。可画出传输特性如图解P8.10(b)所示。(c)由1030u+×1V=0I10+3010+30得门限电压为UT=uI=-3V，因此，当uI>-3V时，uO≈+6V；当uI<-3V时，uO≈-6V，图解P8.10可画出传输特性如图解P8.10(c)所示。8.11迟滞电压比较器如图P8.11所示，试画出该电图解P8.1０路的传输特性；当输入电压为u=4sinω(tV)I时，试画出输出电压uO的波形。解：由图可得图P8.11104 R102U=U=×6=2VTHOHR+R10+2012R102U=U=×(−6)=−2VTLOLR+R10+2012因此可画出传输特性和uO波形分别如图解P8.11(a)、(b)所示。图解P8.118.12迟滞比较器如图P8.12所示，试计算门限电压UTH、UTL和回差电压，画出传输特性；当uI=6sinωt(V)时，试画出输出电压uO的波形。图P8.12解：由图可得R1UREFR2UOH⎡10×210×6⎤U=+=+V=4VTHR+RR+R⎢10+1010+10⎥1212⎣⎦R1UREFR2UOL⎡10×210×6⎤U=+=−V=−2VTLR+RR+R⎢10+1010+10⎥1212⎣⎦ΔU=U−U=4−(−)2=6VTTHTL故可画出传输特性uO波形分别如图解P8.12(a)、(b)所示。105 图解P8.128.13迟滞比较器如图P8.13所示，试分别画出UREF=0V和UREF=2V时的传输特性。解：当uP略大于或小于UREF时，比较器输出电平发生跳变。当uP>UREF时，输出为高电平UOH≈6V，则RuRU1I2OHu=+P图P8.13R+RR+R1212令uP=UREF，则可求得下门限电压为(R+R)UR12REF2U=u=−UTLIOHRR1110当UREF=0V时，得UTL=−×6V=−3V；当UREF=2V时，得2020+10U=×2V−3V=0TL20当uP