48V10A高频开关电源设计 70页

'48V10A高频开关电源设计摘要随着大规模集成电路的发展，要求电源模块实现小型化，因而需要不断提高开关频率和采用新的电路拓扑结构，这就对高频开关电源技术提出了更高的要求。本文设计的是一款具有实时监控、显示的高频开关电源。采用软开关技术可以有效的降低开关损耗和开关应力，有助于变换器效率的提高。而PFC技术可以提高AC/DC变换器的输入功率因数，减少对电网的谐波污染。系统以MOS管作为功率开关器件，构成移相全桥ZVSPWM直流变换器，采用脉宽调制PWM技术，PWM控制信号由集成控制器UC3875产生，从输出实时采样电压反馈信号，以控制输出电压的变化，控制电路和主电路之间用变压器进行隔离，并设计了软启动和保护电路。显示、监控用AT89C52、TLC2543和1602模块实现。最后利用仿真验证本设计，分析该系统能安全可靠运行，达到了设计要求。关键字：高频开关电源，Boost变换器，相移ZVS-PWM变换器，仿真II AbstractWiththedevelopmentoflargescaleintegratedcircuit,powersupplymoduletorealizeminiaturization,soneedtoconstantlyimprovetheswitchfrequencyandadoptsthenewcircuittopology,itisofhighfrequencyswitchingpowersupplytechnologyputforwardhigherrequest.Isadesigninthispaperhasreal-timemonitoring,displayofhighfrequencyswitchpowersupply.Thesoftswitchtechnologycaneffectivelyreducetheswitchinglossandswitchstress,helptoenhancetheefficiencyofconverter.PFCtechnologycanimprovetheinputpowerfactorofAC/DCconverter,reducetheharmonicpollutiontopowernetwork.SystemtoMOStubeaspowerswitchingdevice,constitutethephaseshiftingfullbridgeZVSPWMdcconverter,usingpulsewidthmodulationPWMtechnology,PWMcontrolsignalgeneratedbytheintegratedcontrollerUC3875,andfromtheoutputvoltagefeedbacksignalreal-timesamplingandtocontrolthechangeoftheoutputvoltage,thecontrolcircuitandmaincircuitbetweenisolationtransformer,anddesignthesoftstartandprotectioncircuit.Display,monitoringusingAT89C52,TLC2543and1602moduleimplementation.Finallyvalidatethisdesignbysimulationanalysisofthesystemcanbesafeandreliableoperation,hasreachedthedesignrequirements.Keywords:HFSwitehPowerSuPPly,Boost-Converter,Phase-shiftedZVSPWMconverter,SimulationII 第1章绪论1.1高频开关电源的发展现状在各种电力电子设备中，都需要有电源供给其所需的能量，所以供电电源质量的好坏直接影响到电力电子设备能否安全可靠的运行。电力电子设备常用的直流稳压电源分为线性电源和开关电源两大类。线性稳压电源是一种连续控制型电源，它具有稳定性好、输出电压精度高、输出纹波电压小等优点，但其隔离变换部分必须使用体积重量都很大的工频变压器，而且开关管的损耗比较大，使得线性电源效率降低，实用性不高;开关电源是通过开关管的开通和关断来工作的一种直流稳压电源，它具的效率高、体积小、重量轻、可靠性和稳定性都较好、对输入电压波动不敏感等优点而广泛应用在现代电力电子设备中。随着科学技术的进一步发展，现阶段电子设备的精密化和集成化程度越来越高，这就对供电电源的要求越来越高，所以在需要直流供电电源的系统中，开关电源已逐渐取代线性电源而处于最重要的地位，并且取得了快速的发展，代表着今后供电电源的发展方向。从开关电源出现以来，其发展大致经历了以下几个阶段：最早出现的开关电源是由分立器件组成的，其开关速度慢、效率低，并且电路复杂、所含器件多、稳定性差、设计和调试都很不容易；20世纪70年代由于大集成电路的出现和不断发展，人们实现了开关电源控制电路的集成化，从而开关电源的体积减小，效率和稳定性得到了很大的提高；20世纪80年代研制成功了单片开关电源，它可以将开关电源的基本功能通过一个集成IC来实现，这种电源属于一种高度集成化的交流一直流变换器；如今，随着各种类型开关电源集成电路的不断发展和控制芯片功能的不断完善，电源的集成化程度越来越高，其效率和稳定性也不断的得到提高。由于科学技术的不断进步，开关电源取得了快速的发展。其发展方向可以概括为以下6个方面[1]：1、频率越来越高68 理论分析和实践经验表明提高开关电源功率变换器件的开关速度可以明显地提高效率、减少磁性变压器材料的用量、减小电感和电容的体积重量。当把开关频率提高200倍时，开关电源的体积重量相对可减少20～30%，其主要材料可以节约50%以上，还可节约超过25%的电能。但是开关电源高频率的实现，必须要有相应的高速半导体器件和性能优良的高频电磁元件。20世纪90年代，伴随着新一代功率铁氧体磁性材料的研制成功，使得开关电源的工作频率上限达到了500KHz，由此促使人们去大力发展新型高速MOSFET、IGBT等器件，开发高频用的损耗少的磁性材料，改进磁性元件的结构及设计方法，提高滤波电容的介电常数和降低其等效串联电阻等，同时使许多采用传统电子管的高频设备固态化、模块化，对开关电源小型化也产生了巨大的影响和推动作用。2、集成度越来越高开关电源中使用了大量的元器件，因此其可靠性必然会降低，尤其是其中的电容器、光电祸合器和散热风扇等属于易损器件，其使用周期决定了开关电源的寿命，所以，在设计的开关电源时，应尽可能使用较少的器件，提高集成度，采用大规模集成电路和模块化设计。这里所说的集成度的提高包括两方面：一是指功率器件的微观化，更加密集；二是指电源单元的集成化更高。常见的器件模块含有多个分立的单元模块，包括开关器件及其并联的续流二极管，都属于一个单元模块，称为标准功率模块。近年来，又出现了智能化功率模块和用户专用功率模块，使开关电源的几乎所有硬件都可以以芯片的形式集成到一个模块中，实现了更高程度的集成。3、模拟到数字的转化在功率电子技术中，控制部分最初是按模拟信号来设计和工作的，所以二十世纪八十年代以前，电力电子电路完全是通过模拟技术来搭建的。随着数字信号处理技术的出现和日趋发展，并且越来越完善和成熟，数字电路显得越来越重要，显示出越来越多的优点：数字信号便于计算机进行处理、不会出现畸变失真、具有较高的抗干扰能力、便于使用软件包进行调试和测量，也便于植入容错、自诊断等技术。所以，自九十年代以来，在各类电路和系统的设计中，模拟技术虽然还发挥着作用，比如电磁兼容（EMC）问题和功率因数修正（PFC）等问题的解决、印刷电路版的布图等，但是对于智能化的开关电源，需要由计算机进行控制时，就必须使用数字化技术来实现。4、绿色节能电源系统的绿色节能化包括两个方面：其一是指节约电能；其二是指电源不能（或很少）对电网产生污染。为此，国际电工委员会（IEC）68 制定了相应的标准和规范。事实上，许多功率电子转换设备，都会对电网造成一定的污染，造成电网电压质量的下降。20世纪末，功率因数校正技术的不断发展和有源滤波器和有源补偿器的研制成功，为开关电源的绿色化奠定了更加坚实的基础。5、使用计算机技术来设计和控制早期的开关电源的设计中，必须将所设计的电路做成面包板，使用测试仪器来实现初步的验证，这样会使整个设计过程耗时费力，成本增加，而且随着开关电源的集成化智能化程度的提高，使用传统的验证方法已经不再适用。随着计算机技术的发展，设计者在设计开关电源时可以使用计算机辅助软件对所设计的开关电源进行仿真研究，可以仿真出接近实际电路的结果，便于修改参数，从而可以有效的缩短研发时间和节约研发成本；在控制方面，使用计算机检测和控制，组成多功能的监控系统，可以对开关电源实现实时检测、记录并自动报警和关断等。6、输出电压电流的范围越来越宽输出电压电流的范围宽包括两个方面：一是由于开关电源的高性能，使得它代替线性电源用在一些电压电流比较高的工业领域，这就要求开关电源具有较大的输出功率；二是由于半导体技术的发展，微处理器和各种微型、便携式电子设备的工作电压越来越低，这就要求电源系统能够提供低输出电压以适应微处理器和电子设备的供电要求。通过以上几个方面的不断发展，使开关电源技术的越来越成熟，从而实现了高品质和高效率用电的结合。但是开关电源结构复杂，稳定性不高，由于其工作在开关状态，对电路的干扰严重，电源噪声大，所以现阶段开关电源的电磁干扰抑制和稳定性研究己成为新的研究课题并取得了较快的发展，促使大批电源工程师去做深入的研究和开发。同时，在计算机技术的发展下，电路的仿真研究己成为当今电力电子设备设计的必要手段，随着电路的集成化和智能化成都不断提高，其建模更加困难，所以在现阶段，优化电路设计，建立合适的模型也成为许多研究者研究的新课题。1.2高频开关电源的概念68 电是工业的动力，是人类生活的源泉。电源是产生电的装置，表示电源特性的参数有功率、电压、电流、频率等；在同一参数要求下，又有重量、体积、效率和可靠性等指标。我们用的电，一般都需要经过转换才能适合使用的需求，例如交流转换成直流，高电压变成低电压，大功率变换为小功率等。按照电子理论[2]，所谓AC/DC就是交流转换为直流；AC/AC称为交流转换为交流，即为改变频率；DC/AC称为逆变；DC/DC为直流变交流后再变直流。为了达到转换的目的，电源变换的方法是多样的。自20世纪60年代，人们研发出了二极管、三极管半导体器件后，就用半导体器件进行转换。所以，凡是用半导体功率器件作开关，将一种电源形态转换成另一种形态的电路，叫做开关变换电路。在转换时，以自动控制稳定输出并有各种保护环节的电路，称为开关电源（SwitchingPowerSupply）。开关电源在转换过程中，用高频变压器隔离称之为离线式开关变换器（Off-lineSwitchingCpnwerter），常用的AC/DC变换器就是离线式变换器。第一部分是输入电路，它包含有低通滤波和一次整流环节。220V交流电直接经低通滤波和桥式整流后得到未稳压的直流电压Vi，此电压送到第二部分进行功率因数校正，其目的是提高功率因数，它的形式是保持输入电流与输入电压同相。功率因数校正的方法有无源功率因数校正和有源功率因数校正两种。所谓有源功率因数校正（ActivePowerFactorCorrection，APFC），是指电源在校正过程中常采用三极管和集成电路。开关电源电路常采用有源功率因数校正。第三部分是功率转换，它是由电子开关和高频方波脉冲电压。第四部分是输出电路，用于将高频方波脉冲电压经整流滤波后变成直流电压输出。第五部分是控制电路，输出电压经过分压、采样后于电路的基准电压进行比较、放大。第六部分是频率振荡发生器，它产生一种高频波段信号，该信号与控制信号叠加进行脉宽调制，达到脉冲宽度可调。有了高频振荡才有电源变换，所以说开关电源的实质是电源变换。高频电子开关是电能转换的主要手段和方法。在一个电子开关周期内，电子开关的接通时间与一个电子周期所占时间之比，叫接通占空比。断开时间所占时间的比例称为断开占空比。开关周期是开关频率的倒数。例如：一个开关电源的工作频率是50kHz，它的周期为20微秒。很明显，接通占空比越大，负载上的电压越高，表明电子开关接通时间越长，此时负载感应电压较高，工作频率也较高。这对于开关电源的高频变压器实现小型化有帮助同时，能量传递的速度也快。但是，开关电源中断开关功率管、高频变压器、控制集成电路以及输入整流二极管的发热量高、损耗大。对于不同的变换器形式，所选用的占空比大小是不一样的。68 1.3课题简述1.3.1本课题的意义通信业的迅速发展极大地推动了通信电源的发展，开关电源在通信系统中处于核心地位，并已成为现代通信供电系统的主流。在通信领域中，通常将高频整流器称为一次电源，而将直流/直流（DC/DC）变换器称为二次电源。随着大规模集成电路的发展，要求电源模块实现小型化，因而需要不断提高开关频率和采用新的电路拓扑结构，这就对高频开关电源技术提出了更高的要求。通信高频开关电源模块[6]的应用上面，有以下几个方面的要求：1、体积小，重量轻高频变压器取代了传统电源中的大而粗笨的工频变压器，使得电源越来越小型化、轻量化。2、工作频率高工作频率高，使输出滤波电路可以实现小型化。3、功率因数高高频开关电源模块利用有源功率因数校正电路，功率因数可达0.98以上，而传统电源波形畸变，对电网上的弱电设备有严重的干扰。4、效率高，节省能源高频开关电源模块的效率一般在88～95%，传统电源一般在70%以下。5、动态响应好高频开关电源模块的工作频率高，对负载和电网的动态响应远远优于传统电源。6、纹波小高频开关电源模块的输出纹波一般都比传统电源小。7、噪音低高频开关电源模块的工作频率在人的听觉范围之外，可闻噪音要比传统电源低很多。8、扩容方便高频开关电源模块一般采用模块式结构，维护、扩容比较方便。68 9、便于采用公道而又灵活的配置在现代通讯系统中，采用高频开关电源模块模块时，一般采用供电方式。即在满足设计负荷所需的整流模块基础上，增加一个模块。平时个模块同时供电，电流均分。当其中一个模块出现障碍时，总负荷由其他模块均分，故这种供电方式具有很高的可靠性。1.3.2本课题的研究方法在本系统中，先通过对高频开关电源的主电路拓扑结构的分析，并结系统的技术参数，确定系统的主电路拓扑，设计出主电路。然后通过用SaberSimulator、Protuse对系统的动态性能进行仿真分析，并结合系统的具体情况，设计出滤波、整流、软启动和保护控制部分。本课题所要研究的就是一种用于电信系统的高频开关电源。本系统要到的技术指标如下：1、输入电压：220V±10%2、电网频率：50Hz±10%3、功率因素：0.994、输出标称电压：48VDC5、输出额定电流：10A6、稳压精度：±0.5%7、稳流精度：±0.5%8、纹波系数：±0.1%9、均流不平衡度：±3%10、输入过压保护：311V±5V11、输出过压压保护：48V±2V12、开关频率：80KHz13、输出电压纹波峰值：0.24V68 第2章总体方案设计2.1设计内容1、输入电路设计；2、功率开关器件的选择；3、功率因数校正电路设计；4、直流变换器设计；5、PWM调制器设计；6、副边滤波电感、电容的设计与选择；7、监控和显示电路设计；8、辅助及保护电路设计。总体设计流程图如下图2-1所示：图2-1总体设计流程图2.2高频开关电源2.2.1高频电源开关的基本原理高频开关电源是将交流输入（单相或三相）68 电压变成所需的直流电压的装置。基本的隔离式高频开关电源的原理框图如上图所示，高频开关电源主要由输入电网滤波器、输入整流滤波器、高频变换器、输出整流滤波器、控制电路、保护电路、辅助电源等几部分组成。其基本原理是：交流输入电压经电网滤波、整流滤波得到直流电压，通过高频变换器将直流电压变换成高频交流电压，再经高频变压器隔离变换，输出所需的高频交流电压，最后经过输出整流滤波电路，将变换器输出的高频交流电压整流滤波得到需要的高质量、高品质的直流电压。以全桥式变换器高频开关电源为例，图2-2表示了交流输入到直流电压输出。图2-2高频开关电源的波形变化图2.2.2开关电源的电路组成开关电源的主要电路[2]是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流滤波电路组成。辅助电路有输入过压保护电路、输出过压保护电路、过流保护电路、温度保护电路，辅助电源电路等。开关电源的基本电路组成方框图如下：图2-3开关电源基本组成框图68 2.2.3电路单元介绍及设计内容本系统的基本结构如图2-3所示，主要由输入端整流滤波器、PFC单元、高频开关变换器、高频变压器、输出整流滤波器、控制电路（包括控制器、保护电路、反馈电路）和辅助电源等几部分组成。各个部分的组成和作用如下：输入保护：由保险丝和压敏电阻组成，防止由于电源短路所产生的大电流以及输入的冲击电流对电路中器件的影响。输入整流滤波器：输入滤波器消除来自电网的各种干扰，如电机的起动、电气设备的开通与关断、雷电等产生的尖峰脉冲干扰，同时也可以防止开关电源本身所产生的高频噪声向电网扩散而污染电网，当电网瞬时断电时，滤波电容器储存的能量能使开关电源的输出维持一段时间；输入整流器将电网输入的交流电进行整流，为开关变换器提供波纹较小的直流电。整流与滤波：将电网交流电源直接整流为较平滑的直流电，以供下一级变换。PFC单元：减小无功损耗，提高电源的功率因数和工作效率。高频开关变换器（DC/AC）：它是开关电源的最主要的部分，可以把直流电变换成高频率的矩形方波交流电，再经过高频变压器变成所需要的隔离输出交流电。输出整流滤波器：将开关变换器输出的高频交流电整流滤波得到满足输出标准的直流电，同时还防止高频干扰信号对负载的影响。电路原理与输入整流滤波器相同。控制电路：控制电路由专用控制芯片、反馈电路和保护电路组成。反馈电路将输出端的采样信号以基准电路的比较值送到控制芯片，控制器就可以实时监测输出值的变化，通过调节输出的脉冲宽度，可以使输出保持稳定。当开关电源的各种工作条件和状态超过所设定的极限值时，保护电路就可以将保护信号送到控制器，使开关电源停止或暂停工作以保护设备。保护电路：除了提供保护电路中正在运行中各种参数外，还提供各种显示仪表资料。辅助电源：为控制电路和保护电路中的器件和比较器提供满足一定技术要求的直流电压，以保证它们工作稳定可靠。辅助电源可以设计成独立型，也可以由开关电源本身产生。68 第3章输入电路设计3.1EMI电源滤波器开关电源的特点是频率高、效率高、功率密度高和可靠性高。然而由于其开关器件工作在高频通断状态，使得电磁干扰（EMI）非常严重。防电磁干扰主要有三项措施，即屏蔽、滤波和接地。往往单纯采用屏蔽不能提供完整的电磁干扰防护，唯一的措施就是加滤波器，切断电磁干扰沿信号线或电源线传播的路径，与屏蔽共同构成完美的电磁干扰防护。EMI电源滤波器[9]是低通滤波器，它无衰减地把高频直流或低频电源功率传送到设备上去，而对经电源传入的EMI噪声进行衰减，保护设备不受干扰；同时又能抑制设备本身产生的EMI传导干扰，防止它进入电源，污染电磁环境，危害其他设备。EMI电源滤波器作为抑制电源线传导干扰的重要器件，在设备或系统的电磁兼容设计中具有极其重要的作用。它不仅可抑制线上传导干扰，同时对线上辐射发射的抑制具有显著效果。EMI电源滤波器分别针对差模传导干扰和共模传导干扰两种类型[4]的传导干扰进行设计。图3-1所示的网络结构即为一种典型的电源滤波器电路，对应的共模、差模滤波等效电路分别如图3-2，图3-3所示。图3-1电源滤波器电路图68 图3-2共模滤波等效电路图图3-3差模滤波等效电路图图3-2中L称共模扼流圈，是在一个闭合磁环上对称绕制方向相反、匝数相同的线圈。理想的共模扼流圈对L（或N）与E之间的共模干扰具有抑制作用，而对L和N之间存在的差模干扰无电感抑制作用。但实际线圈绕制的不完全对称会导致差模漏电感的产生，图3-3中的Le即为非理想共模扼流圈的漏电感。共模扼流圈磁材采用铁氧体材料，L=（7～30）mH。与一般滤波器不同，图3-1中的电容器使用两种不同的下标表示，即Cx与Cy。其中Cx接L与N之间，称为差模电容，滤除串模干扰，采用薄膜电容器，容量范围大致是0.01μF～0.47μF；Cy接于L（或N）与E之间，称为共模电容或接地电容，能有效地抑制共模干扰。Cy亦可并联在输入端，仍选用陶瓷电容，容量范围是2200pF～0.1μF。这两类电容器的性能直接与滤波器的耐压及安全性能相关，其耐压值均为630VDC或250VAC。3.2整流滤波单元3.2.1电路原理图输入整流电路采用目前应用最普及的单相桥式不可控整流电路如图3-4所示。图3-4单相桥式整流滤波电路图68 单相桥式整流[3]电路具有输出电压高，变压器利用率高，脉动小等优点。其主要缺点是所需二极管的数量多，由于实际上二极管的正向电阻不为零，必然使得整流电路内阻较大，当然损耗也就较大。对于滤波部分，滤波效果取决于放电时间，电容越大，负载电阻越大，滤波后输出电压越平滑，并且其平均值越大。3.2.2元件参数计算1、整流二极管参数计算单相工频交流电为220V，允许有10%的电网波动，所以输入电压为198V～242V，其峰值为280V～342V。整流桥二极管承受的最高反向工作电压，取50%的余量，则。因电源的输入功率随效率变化，故应取电源效率最差时的值。在此按开关电源的效率最差时取值，取，而输出功率480W，最大输入电流有效值为：（3-1）考虑余量，取5A，所以二极管的规格为600V/5A，型号为1N5406即可满足要求。2、滤波电容参数计算开关电源桥式整流后的滤波电解电容，用简单的取值方法，就是大约一瓦一微法。也就是说你现在480瓦的开关电源，需要480微法的电解电容，可以选用一个500微法的电解电容，这样又可以降低滤波电容的ESR。电容的耐压值为：（3-2）68 取50%的余量，则。所以实际可取容量为500uF，耐压值为600V的电解电容作为滤波电容。3.3输入电路原理图输入电路原理图如下图3-5所示。图3-5输入电路原理68 第4章功率因素校正(PFC)4.1功率因数校正概述传统的AC/DC电能变换器和开关电源，其输入电路普遍采用了全桥二极管整流，输出端接到大容量电容器滤波器。虽然整流器电路简单可靠，但它们会在电网中吸取高峰值电流，使输入端的交流电流波形发生畸变，产生谐波，导致功率因数比较低。解决谐波问题的主要思路有两种，一种是被动的方式，即在电网侧对己经产生的谐波进行补偿。另一种是主动的方式，即对产生谐波的电力电子装置的拓扑结构和控制策略进行改进，使其产生较少甚至不产生谐波，使得输入电流和输入电压同相，达到提高功率因数的目的。功率因数校正技术[16]是在整流电路和主开关电路中插人功率因数校正电路，使其按一定的斩控频率通断，以维持网侧电流的连续性，并按正弦规律变化。如图4-1所示，功率因数校正技术的关键就是强制电流按照电压的正弦规律变化而变化，从而达到提高功率因数目的。图中Vin是电源电压，I1是电源电流。图4-1应用功率因数校正的电压电流波形图功率因数校正大体上可以分为无源补偿和有源补偿两种方式[5]68 1、无源PFC：对于早期的无源PFC，电网输入端先串联笨重的大电感器、大电容。而之后产生的改进的无源PFC，在全波整流器之后再串接C-L-C滤波网络，它可用于镇流器和中小功率电源中。新型的无源PFC是在全波整流器之后串接多个二极管与电容器组合的D-C网络。这种功率因数校正方式又被称为“填谷式”PFC电路，它主要是在二极管整流桥前面串接一个电感和电容组成的滤波器，可以使得整流桥中二极管的导通角增大，从而使得电流波形得到明显改善。这种无源的功率因数校正电路结构简单可靠。2、有源PFC：低频有源PFC主要指大功能晶闸管电路。高频有源PFC是基于Boost变换器的PFC电路。另外还有其他PFC新技术如软开关PFC、三电平PFC、磁放大器PFC技术等。高频有源功率因数校正技术是抑制电网交流输入谐波电流污染最佳的方法。它通过相应的一个或者两个反馈控制电路，使输入电流平均值能自动跟随全波整流电压基准，并维持支流输出电压稳定。PFC电路使变换器的输入电流与输入电压波形均为正弦波形，并把两者校正为相同相位，它的作用可以看成把变换器电路当作一个纯电阻器，故也称为“电阻仿真器”。图4-2有源功率因数校正原理框图图4-2为这种电路的原理框图，其中，整流器为单相桥式不可控整流器，主电路采用DC/DC变换电路，控制电路内部包含有一个电压误差放大器、一个电流误差放大器、一个模拟乘法器和一个固定频率的PWM控制器。可以看出，调节器采用了电压、电流双闭环控制方式，电流反馈网络的取样信号是升压变换器的电感电流，电压反馈网络的取样信号是调节器的输出电压。现对这种电路的工作原理加以分析：68 单相220V、50Hz交流电经过桥式整流后得到80KHz的单相双半波正弦电压信号，此电压波形作为PFC控制器的输入电流的参考波形，输入到乘法器，为了保证输出电压恒定，将输出电压通过电压反馈网络也引入乘法器，经过乘法器运算后，作为电流波形的参考值，并与实际取样的电流进行比较后，通过PWM控制器产生PWM驱动信号，控制升压变换器的输出电流和电压。由于采用了闭环控制，将升压变换器的实际电流通过反馈网络引入电流误差放大器，保证了升压变换器的电流能够准确跟踪经过乘法器运算所规定的电流值。假定PFC的整个控制环节都是理想的，则输入电流波形就能够完全跟踪电压波形的变化，这样从电源输入端来看，电路的负载为纯粹的线性电阻，电路的功率因数等于1，实现了功率因数校正的功能。4.2软开关技术4.2.1软开关技术原理目前，开关电源普遍采用脉宽调制技术，在这种变换方式中开关器件是在高电压、大电流的条件下导通和关断的。开关管并不是理想器件，在开通的过程中开关管的电压不会马上下降到零，而是有一定的下降时间，同时它的电流也不会立即上升到负载电流，而是有一定的上升时间。在这段时间里，电流和电压有一个交叠区，这样就产生了损耗，我们称之为“开通损耗”[19]（Turn-onloss）。同样，在开关管的关断过程中，开关管的电压不是立即上升到电源电压，而是有一段上升时间。同时它的电流也不是立即下降到零，也有一段下降时间。在这段时间里，电流和电压也有一个交叠区并产生了损我们称之为“关断损耗”（Turn-offloss）。因此，在开关管在开关状态下工作时，会产生开通损耗和关断损耗，统称为“开关损耗”（Switchingloss）。图4-3所示为一个MOSFET的开关过程。图4-3MOSFET开关过程波形图68 软开关技术通常是指零电压开关（ZVS）和零电流开关（ZCS）[14]。最理想的软开通过程是电压先下降到零后，电流再缓慢上升到通态值，所以开通损耗近似为零。因器件开通前电压己下降到零，器件结电容上的电压亦为零，故解决了容性开通问题。最理想的软关断过程是电流先下降到零，电压再缓慢上升到断态值，所以关断损耗近似为零。由于器件关断前电流已下降到零，即线路电感中电流亦为零，所以感性关断问题得以解决。图4-4所示为功率开关管在软开关和硬开关下的波形。图4-4软开关理想波形和硬开关波形软开关包括软开通和软关断。软开通有零电流开通和零电压开通两种。软关断有零电流关断和零电压关断两种，可按照驱动信号的时序来判断。零电流关断：关断命令在t2时刻或其后给出，开关器件端电压从通态值上升到断态值，开关器件进入截止状态。零电流开通：开通命令在t1时刻给出，开关器件端电压从断态值下降到通态值以后，电流才从断态值上升到通态值，开关器件进入导通状态。在t2以前开关器件电流必须维持在断态值（约等于零）。零电压关断：关断命令在t1时刻给出，开关器件电流从通态值下降到断态值后，端电压才从通态值上升到断态值，开关器件进入截止状态。在t2以前，开关器件的端电压必须维持在通态值（约等于零）。零电压开通：开通命令在t2时刻或其后给出，开关器件电流从断态值上升到通态值，开关器件进入导通状态。在t2以前，开关器件端电压必须下降到通态值（约等于零），并且在电流上升到通态值以前维持在零。68 4.2.2软开关技术的基本实现方法图4-5为零电压开关[17]的基本实现方法，开关管零电压关断的实现是通过与开关管并联的电容来实现的，由于并联电容的存在，减小了开关管的漏源电压的上升率，在开关管中的电流衰减到零时，Vd依然保持较小值，因此实现零电压关断。开关管零电压开通是通过与其串联的电感实现的。在开关管开通前，电感中的电流为负，开关管的漏源电容放电，只要电感中有足够的能量，在开关管开通前使Vd降为零，就创造了开关管零电压开通的条件。与开关管并联的二极管在开关管漏源电压降到零后，提供电感电流通路，开关管可在这个时间段开通，电感电流在外部电压的作用下变为正向后，从开关管中流通，从而完成了零电压开通的过程。从图中可知零电压开关时，寄生电容中的能量是反馈到电源中去，没有消耗在开关管中。与零电流开关比零电压开关可以获得较高的效率，从而提高开关频率。图4-5零电压开关基本原理4.3单相软开关有源校正主电路的选择非隔离型单相硬开关有源功率因数校正电路主要有升压型（Boost）、降压型（Buck）、升降压型（Buck-Boost）[3]等。1、Boost型PFC主电路[16]68 主要优点：输入电流完全连续，并且在整个输入电压的正弦周期都可以调制，因此可获得很高的功率因数；电感电流即为输入电流，容易调节；开关管门极驱动信号地与输出共地，驱动简单；输入电流连续，开关管的电流峰值较小，对输入电压变化适应性强，适用于网压变化特别大的场合。主要缺点：输出电压必须大于输入电压的最大值，所以输出电压比较高；不能利用开关管实现输出短路保护。图4-6Boost型PFC主电路原理图2、Buck型主电路原理图[16]主要优点：开关管所受的最大电压为输入电压的最大值，因此开关管的电压应力比较小；后级短路时，可以利用开关管实现输出短路保护。主要缺点：由于输入电压大于输出电压，该电路才能工作，所以在每个输入正弦周期中，该电路有一段因输入电压低而不能正常工作，输出电压较低，相同功率等级时，后级DC/DC变换器电流应力较大，开关管门极驱动信号地与输出地不同，驱动比较复杂，输入电流断续，因此功率因数不可能提高很多。图4-7Buck型主电路原理图3、Buck-Boost型主电路[16]主要优点：即可对输入电压升压，又可以降压，因此在整个输入正弦周期都可以连续工作；该电路输出电压选择范围较大，可根据后级的不同的要求设计；利用开关管可以实现输出短路保护。68 主要缺点：开关管所受的电压为输入电压与输出电压之和，因此开关管的电压应力较大；由于每个开关周中，只有在开关管导通时才有输入电流，因此峰值电流较大；开关管门极驱动信号地与输出地不同，驱动比较复杂；输出电压极性与输入电压极性相反，后级逆变电路较难设计。图4-8Buck-Boost型主电路原理图综合以上考虑，本设计采用Boost升压型变换器，其中MOSS管用HFS9N50型号的，额定电压是500V。4.5Boost变换器参数计算（1）升压电感L电感器在线路中起着能量的传递，储存和滤波等作用，并决定了输入端的高频纹波电路总量，因此按照限制电流脉动最小的原则来确定电感值。考虑最差的情况：输出功率最大，输入电压最低。此时，输入电流最大，纹波也最大，为了保证在这种情况下输入电流的纹波仍满足要求，电感的设计应该在输入电压最低点进行计算。可以设定该电路的参数如下：输入电压Vin=198～242V，输出功率Po=480W，输出电压Vo=400V效率η≥90%，开关频率。1、确定输入电流的最大峰值：当输入电压最小时，输入电流最大：（4-1）2、设定允许的电感电流最大纹波，通常选择在最大峰值线路电流的20%左右，所以：（4-2）68 3、确定电感电流出现最大峰值的占空比，当输入电压达到峰值时，输入电流也应该达到峰值，此时电流纹波最大，因此，应在最小输入电压的峰值点处计算占空比，有：（4-3）4、计算升压电感值：（4-4）（2）输出电容C选择输出电容时要考虑到的因素有：开关频率纹波电流、二次谐波纹波电流、直流输出电压、输出电压纹波、维持时间、流过输出电容器的总电流是开关频率纹波电流的有效值和线路电流二次谐波；通常选择长寿命、低漏阻、能耐较大纹波电流，且工作范围较宽的铝电解电容，并且耐压的选择应留有充分的余量，以避免超负荷工作。电容电压在此期间允许的跌落为50V。对输出电容的计算按维持时间计算：（4-5）取＝36ms。（4-6）实际应用时取2个470μF/450V的电解电容并联，可降低电容的等效电阻（ESR）和等效电感（ESL）。（3）电流取样电阻通常有两种电流传感检测方法，即在变换器接地线反引端串联一个取样电阻来检测输入电流或用两个电流互感器。采用取样电阻检测输入电流要比电流互感器成本低，它主要使用于功率和输入电流较小的场合。故本设计选择取样电阻来检测输入电流的方法。电流取样电阻Rs上的压降Vs作为输入电流取样信号，通过电流环的调节作用，使输入电流呈正弦波形。电流取样电阻Rs上的电压的典型值1V。1、求出：68 （4-7）2、计算电流取样电阻值（4-8）取0.30。3、计算峰值检测电压的实际值　（4-9）（4）功率开关管和二极管当功率开关管[19]导通时，二极管反向截止，流经开关管的电流为电感电流，二极管上的反向电压为输出电压；当功率开关管判断时，二极管正向导通，开关管上的电压为输出电压，流经二极管的电流为电感电流。因此在选择开关管和二极管时，其额定电压必须大于输出电压，额定电流大于电感电流的最大值。电压考虑1.2倍的安全裕量，电流考虑1.5倍的安全裕量，则如式（4-10）、（4-11）所示。（4-10）（4-11）功率开关管选取Intersil公司的IRFP460为功率MOSFET，其额定电压为500V，额定电流为20A；续流二极管选用IXYS公司的快恢复二极管DESl30-06，其额定电压为600V，额定电流为30A，反向恢复时间为35ns。4.6Boost变换器驱动电路设计68 Boost升压型变换器的驱动芯片用UC3854，UC3854是一种高功率因数校正集成控制电路芯片，其主要特点是：PWM升压电路，使功率因数达到0.99，THD<5％，适用于任何的开关器件；采用通用的工作模式，无需开关；采用平均电流控制模式，噪声灵敏度低、启动电流低；具有高精度基准电压和精确的参考电压。采用UC3854组成的功率因数校正电路当输入电压在85~260V之间变化时，输出电压保持稳定，因此也可作为AC/DC稳压电源。UC3854采用推拉式输出级，输出电流可达1A以上，因此输出的固定频率PWM脉冲可驱动大功率MOSFET。UC3854的外围电路图[20]如图4-9所示。图4-9UC3854外围接线图（1）峰值电流限流电阻和（分别是图4-9中的R10和R6）UC3854具有峰值电流限制的功能[11,18]，当输入电流瞬时值超过最大电流限时，使开关管关断。这个功能由和组成的分压网络和峰值限制比较器来完成。两电阻的选取一般要考虑到峰值电流的过载量，如设过载量为0.6A，则：1、峰值电流过载值：（4-12）2、检测电压过载值：（4-13）68 3、通常选为定值，典型值为，又由于基准电压Vref=7.5V，则可由分压网络得：（4-14）取。（2）前馈分压电路分压电路结构如图4-10所示，由、、、和（分别是图4-9中的R2、R4、R9、C13和C15）组成一个二阶RC低通滤波器。图4-10分压电路结构图1、前馈分压电阻的确定全波整流电压的有效值等于输入正弦电压的有效值，其平均值正比于有效值，有如下关系：（4-15）故前馈电压的平均值为：（4-16）前馈电压分压网络在最低输入交流时应确保管脚8处的电压不低于1.414V，电容端的电压不低于7.5V，故有如下联立议程：（4-17）68 　（4-18）常选，可得，。2、计算滤波电容值为计算出滤波电容，限定前馈电路对总谐波畸变的贡献1.5%，全波整流电路中二次谐波含量大约为66.2%。因此输入谐波失真预算百分比(滤波衰减值)为：（4-19）由此可得滤波电容参数：（4-20）（4-21）其中为输入二次谐波。（4-22）（3）乘法器设计乘法器是PFC电路的核心[18]，其输出电流是电流环的基准信号，用来校正输入电流，提高功率因数。乘法器的工作可由下式描述：（4-23）其中，是乘法器的输出电流；为1；是基准电压取样信号（乘法器的输入电流），最大为600uA；是前馈电压，是电压误差放大器的输出信号。68 1、选择（图4-9中的R3）乘法器的基准信号由整流电压经电阻转化而来，所以的选取的选取按最大输入线电压的峰值除以乘法器的最大输入电流来计算。最大输入电压的峰值：（4-24）乘法器的最大输入电流，故（4-25）2、选择（图4-9中的R13）这是一个偏置电阻，作为和的分压器处理。一般为0.25，故（4-26）3、选择（图4-9中的R18）因为需要考虑不能大于流过电阻两倍的电流，故先求最低交流电压状态下乘法器的输入电流。（4-27）则有：（4-28）4、选择（图4-9中的R5）68 上的电压必须等于低电网线路输入电压峰值电流限制时Rs上的电压：（4-29）（4）振荡器的设计振荡器的充电电流值由值决定，而PWM振荡器频率即由定时电容与充电电流设置，可表示为：（4-30）式（4-30）中，（图4-9中的C29）为定时器电容，为开关频率，是定时电阻。所以振荡器的定时电容为：（4-31）（5）电流误差放大器补偿网络的设计1、开关频率点的电流误差放大器增益计算因电感电流下斜在检测电阻上的电压，然后除以开关频率，用代替电流互感器(/N)，方程式为：（4-32）该电压必须等于的峰峰值，即定时电容上的电压(5.2V)。则误差放大器的增益为：（4-33）68 2、反馈电阻器，设=（图4-9中的R7）（4-34）3、电流环穿越频率：（4-35）代入数值得。4、零点补偿电容（图4-9中的C22）考虑到电流环路的截止频率设在10.2KHz，相位容限等于45度，零点频率等于截止频率，即在环路的截至频率设零点，则零点补偿电容（4-36）5、极点补偿电容（图4-9中的C21）极点频率至少高于功率开关切换频率的一半，即极点必须在以上，则极点补偿电容为：（4-37）（6）电压误差放大器补偿网络的设计1、输出纹波电压主电路的输出纹波电压由下式给定，式中是二次谐波纹波的频率：（4-38）2、放大器的输出纹波电压和增益为了使减小到电压误差放大器输出所允许的纹波电压，应按如下关系设置电压误差放大器在二次谐波频率点上的增益值：68 （4-39）按规定取交流输入电流的三次谐波为3%，管脚7处占1.5%，且该端口的电位对于UC3854而言，=4，即：（4-40）3、反馈网络的数值已知，可求出电压误差放大器反馈回路中的元件（图4-9中的R14）值。（4-41）式（4-41）中，为工频的二次谐波频率，一般取。4、求（图4-9中的C23）（4-42）可求得。68 第5章直流变换器设计5.1开关器件的选择本课题采用MOSFET[19]作为主功率开关器件构成全桥电路，输入电压是400V，考虑电压裕量可以选用额定电压为800V的开关管，可以用型号为HFH11N90的，其额定电压为900V。输出滤波电感有约20%的电流波动，所以最大电流为12A，所以变压器原边电流最大值为1.7A，考虑两倍的裕量可选取额定电流大于1.5A的管子。变压器二次侧整流二极管需选用快速恢复二极管，反向截止电压的最小值为：（5-1）考虑到整流二极管在开通和关断时都有尖峰电压的存在，所以取2倍的裕量，其耐压值为：114.3×2=228.6V。由于两个二极管分流，所以每个整流二极管的最大平均电流为：（5-2）整流二极管中流过的最大电流为：（5-3）二极管允许的峰值电流应大于12.5A，平均电流应大于5A，并留有一定裕量。根据参数选取快速恢复二极管FR104，其参数是：400V/35A。5.2主电路拓扑结构设计68 考虑到所有的变压器原边电路拓扑可能的结构及其应用范围，根据设计参数要求，DC/DC变换器的输出功率为480W，按照功率范围可以选择正激、全桥、半桥以及推挽电路。正激电路变压器单向励磁，变压器利用率低，一般很少采用。所以全桥、半桥和推挽电路是经常使用的电路，对于本DC/DC变换器而言，输入电压是由PFC电路产生的较为稳定的400V直流电压，在这一范围内推挽电路没有特别的优势，而且还存在偏磁问题，所以也不予采用。这样就只剩下全桥和半桥电路。原则上变压器原边的拓扑结构既可以选择半桥、也可以选择全桥电路，然而对于全桥电路而言实现软开关较为方便。因此，本系统变压器原边采用了全桥电路拓扑，电路图如图5-1所示。变压器副边的整流电路一般采用不可控整流电路。具体形式有半波整流、全波整流和全桥整流电路。半波整流电路存在直流偏磁问题，而且输出脉动大，一般在大功率电源中不予采用。在大功率电源中一般采用全波整流或是全桥整流。但二者应用领域不同。全波整流电路适用于低压大电流输出的情况。在本模块中，由于输出电压不高，采用全波整流电路即可。考虑到输出纹波等参数的要求，在输出整流单元后要加输出滤波单元。在输出纹波要求不高的情况下可采用一级滤波电路，具体的滤波电路设计在后面介绍。图5-1功率变换器及整流单元开关电源采用常规的PWM方式[8]（硬开关PWM调制方式）工作时，在开关转换期间，功率器件上会同时承受高电压和大电流，造成转换时功率损耗较大有时功率器件发热严重，影响可靠性，而且随着工作频率的提高，这种现象更为严重。为了减少开关损耗，提高工作频率并增加可靠性，人们在PWM硬开关电路的基础上提出几种软开关电路拓扑，主要有准谐振开关变换器（QRC），多谐振开关变换器（MRC）以及相移脉宽调制零电压（零电流）开关谐振变换器[14]。准谐振变换器和多谐振变换器优点是工作在谐振状态，实现了软开关，大大降低了开关损耗，而且可以吸收电路的寄生参数，几乎不产生电磁干扰。只不过输出同样功率时，与PWM方式相比其正弦波电流峰值较大，所以对开关器件要求稍微较高，此外，较高的峰值电流引起的正向导通损耗增大，68 在一定程度上又抵消了一些降低开关损耗的好处，而且工作频率随输入电压和负载变化有一定的变化范围，不便设计输出滤波电路的参数。相移脉宽调制零电压开关（谐振）变换器仍采用PWM工作方式，只在开关转换时采用谐振方式，这样既克服了PWM方式硬开关造成的较大开关损耗问题，又实现了恒频工作，避免了准谐振和多谐振开关变换器工作频率变化及正弦波电流峰值大的缺点。图5-2相移ZVS－PWM变换器主电路原理图相移ZVS-PWM变换器[17]必须用全桥电路实现，其原理电路图5-2所示。从电路形式上看，它与常规的PWM全桥变换器电路完全相同。PWM变换器采用两个对角开关器件同时驱动导通，将输入电压交错加到高频变压器的初级并用改变占空比即导通时间的方法实现调整。而在相移PWM电路中，四个开关管连续工作在约50%（略小于50%）的固定占空比上，然后控制左右两个半桥支路之间的相位关系，通过改变输出脉冲的宽度进行调整，当对角开关管同时导通时才输出功率。当接于电源正端的上部开关管（Q2，Q4）或接于负端的下部开关管（Q3，Q5）同时导通时，变压器初级实质上被短路，并被钳位于相应的输入电源母线端。由变压器漏感维持电流创造了实现谐振转换的条件。因此相移脉宽调制全桥电路同时具有脉宽调制电路和谐振电路的优点，选用此种电路不但电路简单，而且容易获得较高的技术性能，也可显著提高开关变换器的开关特性。综合以上分析比较，使用相移ZVS-PWM变换器作为本设计用变换器。t0时刻前Q2、Q5导通，变压器初级电流由电源经Q2、谐振电感L12、变压器初级绕组以及Q5回到电源负极，形成回路。变压器次级回路：副边绕组a端经D20、滤波器LC与负载R回到O端，形成回路。t0时刻关断68 Q2，初级电流开始给C34充电，同时C40放电。由于C34和C40使Q2零电压关断。直到t1时刻C40电压下降到零，C40的反并二极管D11自然导通。此段时问内，由于L12波电感很大，所以可认为此时间段内初级电流ip近似不变。D11导通后，开通Q4。虽然Q4被开通，但是并无电流流过。初级电流仍由D11流通，所以Q4是零电压开通，初级电流下降。t2时刻Q5被关断，初级电流通过电容C33和C39流通，开始给C39充电，同时C33放电，且由于它们的存在使Q5被零电压关断。变压器次级电势反向，使整流管D20和D21同时导通，从而使次级短路，因此初级电压也变为零。直到t3时刻C10充电到Uh，D3自然导通。D3导通后，使Q3零电压开通，但没有电流流过Q3，初级电流仍由D9流通。由于整流管D20和D21仍在同时导通，所以初级绕组电压仍为零。但电流线性下降，直到t4时刻电流下降到零。t4时刻以后，初级电流由正变负，并方向增大，通过Q3和Q4形成回路。由于初级电流较小，不足以提供负载电流，所以负载电流仍由两个整流管提供，因此初级绕组电压仍为零。直到t5时刻初级电流足够大，则整流管D20关断，D21导通，负载电流全部通过D21流通。t5时刻以后电源供给负载能量，初级电流变负，直到t6时刻Q4关断，变换器开始另一个半周期的工作。变换器一周运行如表5-1所示。表5-1ZVS变换器一周期内运行模式时间间隔t0～t2t2～t4t4～t6t6～t8t8～t10﹥t10导通管序号Q5D11D9D11Q3Q4Q3D10D10D12Q2Q5ZVS次序Q4Q3Q2Q5由于变压器漏感以及谐振电的存在，使初级电流在阶段有一定的斜率，次级电压的占空比小于初级电压的占空比。此种现象即次级占空比丢失。为了改善次级占空比问题，本设计采用全程全桥移相软开关技术[7]，如图5-3所示。68 图5-3DC/DC变换器的主电路结构图DC/DC变换器的主电路结构图如图5-3所示，由PFC电路产生的较为稳定的400V直流电压经过单相逆变桥，高频变压器和整流输出电路变换为48V的直流电供负载使用。单相逆变桥由Q2～Q5四个功率管组成，为高频变压器提供脉宽可调的交流方波电压。C33～C40为谐振电容，实际上为功率管的结电容。高频变压器T1起到隔离和降压的作用。谐振电感L11（包含变压器漏感）用来帮助实现开关管的零电压开关，而隔直流C48则是用来防止高频变压器直流磁化。由于功率管的驱动电路的不一致、功率开关管的离散性等因素的作用，单相逆变桥的交流方波电压中可能含有较小的直流分量，如果不用隔直流电容将直流分量隔去，高频变压器就会饱和，导致单相逆变桥烧毁。L13和C51构成输出滤波电路。5.3高频变压器设计5.3.1变压器设计方法高频变压器[11,15]68 是DC/DC变换器的核心元件，其作用有三点，即能量转换、电压变换和输入输出之间的隔离。变压器设计的好坏不仅影响变压器本身的发热和效率，同时也影响到开关电源的技术性能和可靠性。同时，许多其它主电路元件的参数设计都依赖于变压器的参数。因此，在主电路拓扑确定以后首先应该进行的是变压器的设计。频变压器工作时的电压、电流都不是正弦波，因此其工作状况同工频变压器是很不一样的，设计公式也有所不同。需要设计的参数是变比、磁芯的形式和尺寸、各绕组匝数等，所依据的参数是工作电压、工作电流和工作频率等。在高频变压器的设计中，最常用的设计方法有两种[18]：一种为面积乘积法，也叫AP法。另一种设计方法为几何参数法，也叫Kg法。本次设计采用的是AP法。AP的表达式为：（5-4）其中，为变压器的计算功率；为窗口使用系数，一般取0.4；为波形系数，变压器原副边绕组波形为方波，取＝4；为开关工作频率；为工作磁感应强度；导线电流密度（）。直接影响温升，亦影响AP值：（5-5）表示电流密度比例系数；X是由所选用磁芯确定的结构常数，所以：（5-6）5.3.2变压器参数计算1、变压器的计算功率即总的视在功率由变换器的输出功率和副边整流电路的形式决定，副边为全波整流，因此68 （5-7）式（5-7）中，为输出功率480W，取0.95。2、AP值计算与磁芯型号的选择[20]磁芯选用E型锰锌铁氧体，其结构参数，。并且J=400，，，，。用式（5-4）计算AP值：（5-8）用式（5-6）计算AP值：（5-9）电流密度，略大于设置值400，基本合理。选择新康达（CONDA）EE55型磁芯成对使用，其中，，，绕组导线电流密度为390.54，符合要求。3、原边绕组与导线选择原边绕组匝数的计算：（5-10）68 原边绕组铜线截面积：（5-11）绕组导线的选择考虑肌肤效应，80KHz时穿透深度，选择导线裸线的直径应小于，即0.5mm。原边绕组选用三层绝缘电线－绞合线型TEX-ELZ。这里选用导线直径规格为“7/0.8”的TEX-ELZ构成原边绕组，该三层绝缘电线是由7股线径为0.28mm的铜导线构成，标成品外径1.08mm，标称最大外径为1.120mm，20度时最大导体阻抗为42.85，按照的计算，需要1根，导线截面积为0.0043。4、副边绕组与导线选择副边绕组匝数的计算：（5-12）副边绕组铜线截面积：（5-13）因为开关频率超过20KHz，同样考虑肌肤效应，按照的计算，需要6根，导线截面积为。5、变压器分布参数分析开关变压器传递的是高频脉冲方波，在工作过程中，漏感对电路工作带来的影响主要是负面的。开关器件关断时很高的电流变化使漏感两端产生尖峰状电压，给开关器件造成过电压，虽然可以采用吸收电路来降低过电压，但会形成较大的损耗。过大的漏感还会造成占空比的损失。当然漏感的大小也会影响到开关元件的工作状态，如软开关的实现条件。68 漏感的大小与变压器的制造工艺有关，减小漏感主要有以下方式：减少绕组匝数、减少绕组厚度、尽可能减少绕组间的绝缘厚度、初、次级绕组交叉绕制在变压器中每个绕组一般情况下是多层的，且层间结构相同，分布电容总会存在；减小分布电容的主要方式是：层间采用介电常数小的绝缘材料、绕组分段绕制、正确安排绕组极性、采用静电屏蔽。5.4谐振电感电容电感电容谐振[17]频率（5-14）（5-15）：副边电感L折算至原边的电感值：副边电感为5.625uH（下一章的输出滤波有详细求解）则：（5-16）5.5PWM控制控制电路设计本电源DC/DC环节的脉宽调制控制芯片采用美国Unitrode公司针对移相控制方案所推出的UC3875[13]。其特点如下：输出PWM脉冲0～100％占空比，可编程控制输出导通延迟，电压或电流型拓扑相兼容，开关工作频率为1MHz，4个2A图腾柱输出，10MHz误差放大器，欠压锁定（UVI力），低的软上升电流（150越），具有软启动控制，有全周再启动过流比较门限及可调基准等。UC3875用一个半桥支路对另一个半桥支路的相移开关实行全桥功率级的控制，使得固定频率脉宽调制与零电压谐振开关相结合。振荡器工作频率约2MHz，实际应用的开关频率为80KHz。68 UC3875软开关移相PWM控制集成电路，对两个半桥开关电路的相位进行移相控制，实现半桥功率级的恒频PWM控制，借助开关器件的输出电容充放电，在输出电容放电结束的状态下完成零电压开通。相位控制的特点体现在UC3875的四个输出端分别驱动的A/B、C/D两个桥臂，都能单独进行导通延时（即死区时间）的调节控制。图5-4是UC3875组成的PWM控制电路，其中如R23和C31设置开关频率，R32和C42设置OUTC和OUTD的死区时间，R25和C32设置OUTA和OUTB的死区时间，R28和C30设置锯齿波的斜率和幅值，设置C45软启动的时间。R31和C41跨接在误差放大器的反向输入端和输出端作为补偿网络构成比例积（PI）调节器。图5-4UC3875组成的PWM控制电路图5.5.1电路参数计算（1）开关频率设定将变换器的开关频率设置为80kHz，则振荡器的频率160kHz。根据：（5-17）68 取，可求得（分别是图5-4中的R23和C31）（2）死区时间设定由于主电路开关管为MOSFET，将开关变换器的死区时间设置为2μs，死区设置电阻决定死区时间。由UC3875芯片资料可知：延迟时间：（5-18）延时电流：（5-19）式（5-19）中一般取；。所以可求得R25和R32值都是100千欧姆，C32和C42都是0.01微法。（3）锯齿波的设定开关频率是80KHz，每个周期产生两次移相，所以（图5-4中的C30）的充电时间是，又Up=5V，根据：（5-20）取（图5-4中的R28），得。5.5.2波形分析68 移相式PWM控制器能较好地克服传统PWM技术的缺点它通过移相，使全桥的四个开关轮流导通。在同一桥臂的两个开关管轮流导通过程中，通过变压器的漏感与开关管的输出寄生电容组成谐振腔使电容上的电压以最快的速度放电，保证开关管处于零电压开关状态（ZVS），从而避免了开关工作过程中电压电流的重叠。在移相全桥开关电路中，驱动信号不仅要驱动桥的两个对角臂，而且还要使两个对角桥臂的导通有一定的时间延时，有效占空比由图5-5所示的延迟时间控制。由于两个桥臂的开关元件不是同时被驱动的，所以需要精确设置“移相”导通波形之间的延迟时间间隔，延迟时间间隔由谐振腔控制电路的电压回路进行调节，最终充当两个驱动信号的移相信号。此时串联在变压器的上半桥或下半桥中的两个开关管均处于导通状态，而变压器在开关管导通时刻的电压为零，即变压器的初级处于短接状态，并箝位初级电流保持原值。当半桥中的一个开关器件经适当的延迟时间后关断时，变压器初级电流又流过该开关管的输出寄生电容，从而与开关管的漏极电压谐振且与电压反相，使对角臂开关上的电压为零，从而保证了零电压开关工作状态。图5-5移相全桥PWM控制电路的理论波形图5.6驱动电路图5-6是MOSFET驱动电路原理[13]。桥臂两只开关管由一个脉冲变压器控制，变压器有3个绕组，两个次级绕组分别驱动上下两只开关管。变换器的PWM控制芯片采用UC3875，它提供了四路图腾柱输出方式的驱动信号，输出电流峰值为2A。对于该课题所采用的功率器件和脉冲变压器而言，UC3875与主电路进行隔离，以免造成干扰，本设计采用变压器隔离，如图5-6所示。68 图5-6开关管驱动电路图5.7输出滤波电路设计为了得到稳定的电流，一般在主电路中直流输出侧串联一个平波电抗器，用来减少电流的脉动和延长晶闸管导通的时间。其结构如下图5-7所示。图5-7输出滤波电路图1、滤波电感取值变压器二次侧最大电压幅值：（5-21）最大脉动电流时的对于全波整流：（5-22）68 由于负载电流在2.5A时，滤波电感器Lf的电流在临界电流状态，也就是说的脉动量。最小电感：（5-23）2、滤波电容取值由于要求输出电压纹波峰值不超过0.24V，指定纹波电压限值，需要的电容值为：（5-24）3、输出整流二极管选择本电源的频率为80KHz，输出整流二极管选用快速恢复二极管。变压器副边是全波整流电路，加在整流管上的反向电压为：（5-25）二极管开通和关断时有一定的电压振荡，考虑2倍余量，可选用耐压高于228.6V快恢复二极管，且流过整流管的最大电流为12.5A。型号是HFA15TB60的基本符合要求。68 第6章辅助及保护电路设计6.1辅助电源设计本系统中需要的辅助电源有：运算放大器工作需要的±15V电源；移相全桥变换器控制电路的+15V工作电源；单片机、AD芯片和液晶的+5V工作电源。所以设计一个±15V及+5V的稳压电源，电路图如图6-1所示。首先，通过变压器给电路的A、B两端输入14V的交流电压。然后通过整流滤波后得到直流电压，分别接在7815和7915的2脚和3脚之间，即输入端和公共端之间。这样，在输出端即可得到稳定的±15V输出电压了。为了改善纹波电压，在输入端接电容C2、C9，并取值为0.33μF。为改善负载的瞬态响应，在输出端接电容C1和C7，并取值为0.1μF。在输入端和输出端跨接一个保护二极管D3、D1，其作用是当输入端短路时，使C1、C7分别通过D1、D3放电，以便保护集成稳压器内部的调整管。最后，在稳压电源输出端加一个发光二极管，当有输出电压时，二极管提示正常工作。并且加入一个保护电阻R1，以确保二极管的工作电流保持在0.5mA左右。再15V输出后接上7805，和上述一样原理可以得到+5V输出。图6-1辅助电源电路图68 6.2保护电路设计目前，虽然功率开关器件经过长期的发展，性能有了很大的提升，容量提高很大，承受过电压、过电流能力得到提高。但是对于开关器件的过载保护还是必须的。这就要求在出现异常情况（过流、过载、过压、欠压）时，系统能够采取保护。本系统设计了输入过压、输出过压保护、开关管过流保护、温度保护电路。四种保护都是通过一个或门UC3875的电流检测端C/S+（5脚），使其电压高于2.5V，导致UC3875关断输出。输入、输出电流分别取自串联在输入、输出回路中的分流器上的信号（0～75mV）。（1）光耦的选择为了保证电路的可靠工作，控制电路必须和主回路隔离，因此来自主回路的电压、电流反馈信号必须经过光耦隔离。本设计中选择TLP521系列，其参数如下：隔离电压：2500V;驱动电流最大为50mA，三极管最大集射极电压为55V，最大集射极电流为50mA，电流放大倍数最小为15。上升时间为10uS，在开关频率低于100kHz时，其性能满足要求。（2）输入过压保护输入电压经过分压后送到比较器的同相端，比较器的另一端接给定电压。当出现故障时，检测信号电压大于给定电压，输出高电平使UC3875封锁脉冲输出来关断主电路的开关管。注意因为输入、输出电压必须隔离，则输入过欠压电路的检测电路必须用另外一种电源供电，而且输出保护信号由光耦隔离后送给封锁端。同时电路中有各自的发光二极管来显示各种电路故障。输入过压保护电路如图6-2所示。其中，R62是限流电阻，其取值要保证输入电流不超过光耦的最大驱动电流。R50和R24用来整定过压保护值。LED是保护动作指示灯。D16是止逆二极管，防止别的保护动作时，指示灯误动作。其工作原理如下：运放工作在非线性区，当比较器使用。当输入电压高于整定值时，运放输出高电平（+15V），过压保护动作；否则，运放输出低电平（0V），保护不动作。由于电压反馈信号是一个有正负极性的高频脉冲信号，因此加了一个二极管和RC吸收电路，以提高过压保护的精确性。68 图6-2输入过压保护电路图（3）输出过压保护如图6-3所示。其原理与输入过压保护相同。图6-3输出过压保护电路图（4）过流保护电路电流互感器具有能耗小、频带宽、信号还原性好、价格便宜、控制和主功率电路隔离等诸多优点。在Push-Pull、Bridge等双端变换器中，功率变压器原边流过正负对称的双极性电流脉冲，没有直流分量，电流互感器可以得到很好的应用。为了保护高频变压器免受过流烧毁的危险，设计过流保护电路，如图6-4所示。利用电流互感器TH引检测变压器的原边的电流，经过整流电路将电流信号整流后，由整流电路引到UC3875的电流检测端C/S+[13]。当原边电流过流时，检测到的电压信号超过2.5V，UC3875的输出全部关断，切断送给各个开关管的驱动脉冲。68 图6-4过流保护电路图（5）温度保护电路功率器件过热时，性能降低，使用寿命缩短，严重时器件将损坏。因此有必要设置基于硬件的温度保护电路，以确保系统的安全运行。本设计采用两个温控开关，分两级对功率器件进行热保护。使用时把温控开关和功率器件一起安装在散热片上。其中一个温控开关选用40℃常开开关，串联在风扇供电线路中。当散热片温度高于40℃，温控开关闭合，起动风扇散热。另一个为80℃常开开关，使用方法如图6-5所示。当散热片温度上升到警戒值时，温控开关闭合，三极管截止，LED指示灯亮，显示报警C为高电平，UC3875的C/S+端电压大于2.5V，UC3875关断驱动输出，导致功率管全部关断。图6-5温度保护电路图68 第7章显示、监控模块设计本设计中的显示、监控模块用12位AD芯片－TLC2543来将模拟电压、电流信号传化成数字信号，传给AT89C52进行处理。用1602液晶来实时显示输出电压、电流。7.1AD芯片TLC2543介绍TLC2543是12位串行A/D转换器，使用开关电容逐次逼近技术完成A/D转换过程。由于是串行输入结构，能够节省51系列单片机I/O资源，且价格适中。其特点有：1、兼容MCS51指令系统2、8K可反复擦写（大于100000次）FlashROM3、32个双向I/O口4、256x8bit内部RAM5、3个16位可编程定时/计数器中断6、时钟频率0-24MHz7、2个串行中断，可编程UART串行通道8、2个外部中断源，共8个中断源9、2个读写中断口线，3级加密位10、低功耗空闲和掉电模式，软件设置睡眠和唤醒功能（1）TLC2543的使用方法1、控制字的格式控制字为从DATAINPUT端串行输入的8位数据，它规定了TLC2543要转换的模拟量通道、转换后的输出数据长度、输出数据的格式。高4位（D7～D4）决定通道号，对于0通道至10通道，该4位分别为0000～1010H，当为1011～1101时，用于对TLC2543的自检，分别测试（VREF+＋VREF-68 ）/2、VREF-、VREF+的值，当为1110时，TLC2543进入休眠状态。低4位决定输出数据长度及格式，D3、D2决定输出数据长度，01表示输出数据长度为8位，11表示输出数据长度为16位，其他为12位。D1决定输出数据是高位先送出，还是低位先送出，为0表示高位先送出。D0决定输出数据是单极性（二进制），还是双极性（2的补码），若为单极性，该位为0，反之为1。2、转换过程上电后，片选CS必须从高到低，才能开始一次工作周期，此时EOC为高，输入数据寄存器被置为0，输出数据寄存器的内容是随机的。开始时，CS片选为高，I/OCLOCK、DATAINPUT被禁止，DATAOUT呈高阻状，EOC为高。使CS变低，I/OCLOCK、DATAINPUT使能，DATAOUT脱离高阻状态。12个时钟信号从I/OCLOCK端依次加入，随着时钟信号的加入，控制字从DATAINPUT一位一位地在时钟信号的上升沿时被送入TLC2543（高位先送入），同时上一周期转换的A/D数据，即输出数据寄存器中的数据从DATAOUT一位一位地移出（下降沿）。（在CS=0时输出第一位，其他的在下降沿输出）（2）TLC2543的简要工作过程TLC2543的工作过程分为两个周期：I/O周期和转换周期。 1、I/O周期I/O周期由外部提供的I/OCLOCK定义，延续8、12或16个时钟周期，决定于选定的输出数据长度。器件进入I/O周期后同时进行两种操作。在I/OCLOCK的前8个脉冲的上升沿，以MSB前导方式从DATAINPUT端输入8位数据流到输入寄存器。其中前4位为模拟通道地址，控制14通道模拟多路器从11个模拟输入和三个内部测电压中选通一路送到采样保持电路，该电路从第4个I/OCLOCK脉冲的下降沿开始对所选信号进行采样，直到最后一个I/OCLOCK脉冲的下降沿。I/O周期的时钟脉冲个数与输出数据长度（位数）同时由输入数据的D3、D2位选择为8、12或16。当工作于12或16位时，在前8个时钟脉冲之后，DATAINPUT无效。在DATAOUT端串行输出8、12或16位数据。当CS保持为低时，第一个数据出现在EOC的上升沿。若转换由CS控制，则第一个输出数据发生在CS的下降沿。这个数据串是前一次转换的结果，在第一个输出数据位之后的每个后续位均由后续的I/O时钟下降沿输出。2、转换周期在I/O周期的最后一个I/OCLOCK下降沿之后，EOC变低，采样值保持不变，转换周期开始，片内转换器对采样值进行逐次逼近式A/D转换，其工作由与I/O68 CLOCK同步的内部时钟控制。转换完成后EOC变高，转换结果锁存在输出数据寄存器中，待下一个I/O周期输出。I/O周期和转换周期交替进行，从而可减小外部的数字噪声对转换精度的影响。由于TLC2543只识别电压采样信号，所以要将电流信号转换成电压信号。再因为TLC2543的电压采样范围是0～5V，而本设计的开关电源的最大电流是10A，所以得将转换后的电压降到一半。同样电压最大为48V，所以也得降4倍。7.2单片机模块简介AT89C52[12]是一个低电压，高性能CMOS8位单片机，片内含8kbytes的可反复擦写的Flash只读程序存储器和256bytes的随机存取数据存储器（RAM），器件采用ATMEL公司的高密度、非易失性存储技术生产，兼容标准MCS-51指令系统，片内置通用8位中央处理器和Flash存储单元，AT89C52单片机在电子行业中有着广泛的应用。其主要功能特性有以下几点：1、兼容MCS51指令系统2、8K可反复擦写（大于100000次）FlashROM3、32个双向I/O口4、256x8bit内部RAM5、3个16位可编程定时/计数器中断6、时钟频率0-24MHz7、2个串行中断，可编程UART串行通道8、2个外部中断源，共8个中断源9、2个读写中断口线，3级加密位10、低功耗空闲和掉电模式，软件设置睡眠和唤醒功能11、有PDIP、PQFP、TQFP及PLCC等几种封装形式，以适应不同产品的需求AT89C52为8位通用微处理器，采用工业标准的C51内核，在内部功能及管脚排布上与通用的8XC51相同，其主要用于会聚调整时的功能控制。7.3LCM1602液晶简介LCM（LCD68 Module）即LCD显示模组[10]，是指将液晶显示器件、连接件、控制与驱动等外围电路，PCB电路板，背光源，结构件等装配在一起的组件。LCM提供用户一个标准的LCD显示驱动接口，用户按照接口要求进行操作来控制LCD正确显示。LCM是一种相对更高集成度的LCD产品，对小尺寸LCD显示，LCM是一种省电的显示装置，LCM可以比较方便地与各种微控制器（比如单片机）连接，作为简易的人机接口。模块内部自带字符发生存储器（CGROM），字符有：阿拉伯数字、英文字母的大小写、常用的符号、和日文假名等，每一个字符都有一个固定的代码，比如大写的英文字母“A”的代码是（41H），显示时模块把代码41H发给液晶模块，我们就能在液晶上看到字母“A”。1602液晶模块内部的控制器共有11条控制指令，丰富的指令可以完成液晶的时序控制、工作方式式设置和数据显示等。该液晶显示器以其微功耗、体积小、显示内容丰富、超薄轻巧的诸多优点，在袖珍式仪表和低功耗应用系统中得到越来越广泛的应用。7.4显示、监控模块原理图显示、监控模块电路原理图如下图8-1所示。68 图7-1显示、监控模块电路图7.5主程序设计整个监控、显示系统的功能是由硬件电路决定的，硬件定型后，软件功能也就基本定型。从该系统软件的功能可分为两大类：一是监控软件（主程序），它是整个系统的核心。二是执行软件（子程序），它的功能如测量、计算、显示。主程序[12]流程图如图8-2。图7-2主程序流程图68 第8章仿真与分析8.1电源仿真软件SaberSimulatorSaber软件主要用于外围电路的仿真模拟，包括SaberSketch和SaberDesigner两部分。SaberSketch用于绘制电路图，而SaberDesigner用于对电路仿真模拟，模拟结果可在SaberScope和DesignProbe中查看。Saber的特点归纳有以下几条：1、集成度高：从调用画图程序到仿真模拟，可以在一个环境中完成，用四处切换工作环境。2、完整的图形查看功能：Saber提供了SaberScope和DesignProbe来查看仿真结果，而SaberScope功能更加强大。3、各种完整的高级仿真：可进行偏置点分析、DC分析、AC分析、瞬态分析、温度分析、参数分析、傅立叶分析、蒙特卡诺分析、噪声分析、应力分析、失真分析等。4、模拟行为模型：对电路在实际应用中的可能遇到的情况，如温度变化及各部件参数漂移等，进行仿真模拟。启动SaberSketch后，在电路图编辑器中，创建仿真所需要的原理图，完成后保存电路图，尾缀为.ai_sch。由于Saber不能直接读取电路图，必须通过网表器产生的网表来进行模拟。在对设计进行仿真前，SaberSketch会自动对设计进行网表化，若设计有任何改变或改动，下次分析时，SaberSketch会对设计重新进行网表化并调入到Saber中。在验证完网表器和Saber实施选项后，即可进行仿真模拟。从SaberSketch启动SaberGuide，先进行DC分析，再进行时域瞬变分析。设置时长为50ms。为提高系统的收敛性，设置截断误差为1n采样点密度为1k，步长控制为固定。仿真运行结束后在SaberScope中查看仿真结果。8.2功率因素校正(APFC)68 Boost型功率因数校正器的作用就是提高系统的功率因数，从而减小无功功率，提高系统效率。功率因数全称powerfactor即PF值是有功功率与视在功率之比。在交流电路中，电压与电流之间的相位差（）的余弦叫做功率因数，用符号表示，在数值上，功率因数是有功功率和视在功率的比值，即。产生PF值变化的根本原因是由于电压相位和电流相位发生超前或者滞后所造成的。当交流电路中存在纯阻性负载的时候电压相位和电流相位不会发生超前和滞后现象，所以用示波器观察出来的电压波形和电流波形是同相位的即此时的PF=1。当电路中存在大量感性负载的时候（工业最常见的就是电机），这个时候由于存在大电感导致电路中电流滞后于电压波形，此时PF值就会降低，具体降低到多少取截于感性的大小。反之，当电路中存在大量容性负载。会使得电压波形滞后于电流波形，导致PF值低下。8.2.1未加功率因数校正器仿真分分析1、在SaberSketch中绘制如下图8-1的Boost仿真原理图。图8-1仿真原理图2、设置仿真参数，进行仿真。在SaberScope中得如下图8-2波形，该波形为输入电压电流。68 图8-2未加APFC输入电压电流波形图从图8-2可知在未加功率因数校正时，电流波形与电压波形存在相位差，所以功率因数远小于0.9。8.2.2加功率校正器仿真分析1、在SaberSketch中绘制如下图8-3的Boost型APFC仿真原理图。这时仿真电路是带上负载的，并且在此时负载下，仿真结果能得到电压值应该是400V，电流值应该是1.2A。这样功率才能是480W。68 图8-3Boost型APFC仿真原理图2、设置仿真参数，进行仿真。在SaberScope中得如下图波形。图8-4加APFC输入电压电流波形图68 图8-5加APFC输出电压电流波形图图8-6UC3854产生的PWM波图图8-4为加入APFC后的波形图，其中虚线的为整流后的输出电压波形，实线的为整流二极管的输出电流波形。从中可以看出电流电压几乎没有相位差，所以有APFC的系统的功率因数接近1。图8-5为满载时输出电流、输出电压波形，稳定电压值为400V，稳定电流值为1.2A，可以看出基本符合要求。图8-6为UC3854产生的PWM波。68 8.3基于UC3875的移相变换器仿真分析8.3.1PWM控制电路仿真分析1、在SaberSketch中绘制如下图8-7的PWM控制电路仿真原理图。图8-7PWM控制电路原理图2、设置仿真参数，进行仿真。在SaberScope中得如下图波形。68 图8-8UC3875四路PWM波、锯齿波图如上图8-8所示从下往上依次为UC3875产生的锯齿波、超前桥臂驱动波形（A、B）、滞后桥臂驱动波形（C、D），从图中可以看出通一桥臂上的两驱动信号互补，并存在一定的死区时间，超前桥臂在开通和关断过程中处于零电压状态，滞后桥臂在开通和关断过程中处于零电流状态，整个变换器实现了软开关工作。全桥对角上的两路驱动（A、D和B、C）存在的重合相位就是决定全桥输出波形的占空比。68 8.3.2移相全桥ZVZCS变换器仿真分析1、在SaberSketch中绘制移相全桥ZVZCS变换器仿真原理图如下图8-9。图8-9相全桥ZVZCS变换器原理图2、设置仿真参数，进行仿真。在SaberScope中得如下图8-10所示波形。68 图8-10输出电压、电流波形图图8-10为满载时输出电流和输出电压波形，该系统在启动约10ms后达到稳定，稳定电压值为48V，稳定电流值为10A，从图中可以看出在较短的时间内，系统达到稳态，具有较快的动态响应速度。8.4显示、监控模块仿真分析用Proteus仿真软件[10]对显示、监控模块进行仿真。Proteus软件是英国Labcenterelectronics公司出版的EDA工具软件。它不仅具有其它EDA工具软件的仿真功能，还能仿真单片机及外围器件。是世界上著名的EDA工具（仿真软件），从原理图布图、代码调试到单片机与外围电路协同仿真，一键切换到PCB设计，真正实现了从概念到产品的完整设计。是目前世界上唯一将电路仿真软件、PCB设计软件和虚拟模型仿真软件三合一的设计平台，其处理器模型支持8051、HC11、PIC10/12/16/18/24/30/DsPIC33、AVR、ARM、8086和MSP430等，2010年又增加了Cortex和DSP系列处理器，并持续增加其他系列处理器模型。在编译方面，它也支持IAR、Keil和MPLAB等多种编译器。68 1、在Proteus仿真软件中绘制显示、监控模块仿真原理图如下图8-11所示。图8-11显示、监控模块仿真原理图2、进行仿真，得到的仿真结果如下图8-12、8-13所示。图8-12是负载9.6欧姆时仿真显示图，这时的电流值是5A，电压值是48V。图8-13是4.8欧姆时仿真图，此时电流值是10A，电压值是48V。68 图8-12负载9.6欧姆时仿真图图8-13负载4.8欧姆时仿真图68 结论本设计是以实际为背景，通过对高频开关电源国内外发展方向和趋势的分析，以及对现有的实物模型的工作原理的学习，设计出一款全新系统结构的高频开关电源，适用与通信设备。首先针对通信设备所需要的高频开关电源的要求，对高频开关电源的工作原理进行分析，选用适合的开关变换器、控制方式和功率MOSSFET。其次，根据系统的主电路的结构，设计出系统的各单元电路并计算参数。第三，对所设计的高频开关电源进行保护电路、抗干扰电路设计。最后，对所设计的系统进行仿真调试，经过多次的试验，达到各项设计指标的要求。通过对高频开关电源的设计，可以总结出以下结论：1、针对通信设备的供电要求设计出单相交流输入，输出为48V/10A、频率为80KHz的电源。本设计选用复合结构的主电路结构，将Boost型APFC与移相桥式变换器相结合达到效果。选用MOSSFET作为功率变换器器件，用光耦进行隔离反馈，构成完整的桥式开关变换器，完成DC-AC-DC变换。2、在变换器中引入了软开关技术，通过采用谐振软开关PWM变换器实现开关管的零电压开通，极大的降低了电源的开关损耗，提高了电源效率。3、高频变压器的设计是高频开关电源设计的重要部分，它直接影响电源的转换效率等重要性能。4、采用PWM控制方式，其控制信号由集成控制器UC3875提供。通过四路PWM波的移相时产生的重合度来控制占空比，同时反馈电压可以直接反映PWM的占空比的大小，以达到稳压。此控制器还将过压保护、过流保护、欠电压锁定、软启动等功能集成进去，用UC3875驱动MOSSFET，保证其可靠开通或关断。5、完成了辅助电源及控制电路的电路设计，研制成了通信高频开关电源，该高频技术性能良好，工作稳定，可靠性高，操作方便。68 致谢到今天为止，毕业设计已近尾声，本毕业设计历时近三个月，在这段时间里，有成功的喜悦，也有失败的痛苦！但是我仍想借此机会对关心和支持我的所有人表示感谢！本设计是在导师邓孝祥教授的悉心指导和大力支持下完成的，邓老师多次询问设计进程，并为我指点迷津，帮助我开拓设计思路，精心点拨。邓孝祥老师以其渊博的学识、严谨的治学态度、求实的工作作风和他敏捷的思维给我留下了深刻的印象，我将终生难忘我的邓孝祥老师对我的亲切关怀和悉心指导，再一次向他表示衷心的感谢，感谢他为学生营造的浓郁学术氛围，以及学习、生活上的无私帮助!在此向邓老师表示衷心的感谢并致以崇高的敬意！四年来，我认真地学习了专业课程基础知识，具有一定的设计理论基础和独立设计能力，由于毕业设计的课题是和一种整体性的、系统性的设计，由于能力有限，经常感到力不从心，因而这次设计在深度和广度上都有一定的局限性，不过，我认为还是提高了认识，学习到了东西，所以我要感谢所有的任课老师，是您们的教育和培养，才使我学有所获。大学生活即将结束，我感到自己树立了正确的世界观、人生观、价值观。在此，我要感谢学院领导，是他们教会我做人的道理。回顾这四年多的学习和生活，还有许多的朋友和同学在各个方面给予了我很多的帮助和支持，让我坚持到了最后，在此我要感谢所有关心和爱护我的人，今后我会继续努力，不负大家的期望。最后，衷心地感谢在百忙之中评阅论文和参加答辩的各位专家、教授！68 参考文献[1]辛伊波，陈文清．开关电源基础与应用[M]．西安：西安电子科技大学出版社，2009：20-25[2]李金伴开关电源技术[M]．北京：化工工业出版社，2006：70-90[3]王兆安，黄俊．电力电子技术[M]．北京：机械工业出社，2000：1-111[4]李鹏，何文忠。开关电源电磁干扰滤波器设计[J]。北京：人民邮电出版社，2000：79-80[5]路秋生．功率因数校正技术与应用[M]．北京：机械工业出版社，2006：45-60[6]张廷鹏，吴铁军，徐明，张生舟．通信用高频开关电源[M]．北京：人民邮电出版社，1997：1-20[7]聂开俊．基于UC3875的ZVZCS-PWM全桥变换控制器的研究[J]．北京：机械工业出版社，2008：33-34[8]杨旭丽．UC3875在移相式零电压PWM软开关电源中的应用[J]．北京：清华大学出版社，2008：46-49[9]李长明．EMI滤波对开关电源功率因数的影响．通讯电源技术，1997：1-10[10]徐爱钧．单片机原理实用教程——基于Proteus虚拟仿真[M]．电子工业出版社，2011：1-30[11]王志强．开关电源设计[M]．北京：电子工业出版社，2006：120-130[12]马忠梅．单片机的C语言应用程序设计[M]．北京：北京航空航天大学出版社，1997：45-70[13]刘章莉。UC3875移项谐振控制芯片原理及应用[J]。北京：国防工业出版社，1990：150-160[14]阮新波．移相控制零电压开关PWM变换器的分析[J]．北京：航空航天大学出版社，1998：56-73[15]张乃国．开关电源功率变压器的设计[J]．北京：机械业出版社，2000：34-39[16]周志敏，周纪海，纪爱华．开关电源功率因数校正电路设计与应用[M]．北京：人民邮电出版社，2004：56-72[17]68 杨旭．移项全桥型零电压软开关电路谐振过程的研究[J]．北京：国防工业出版社，1998：36-39[18]冯旭．30KHZ高频开关电源变压器的设计[J]．北京：国防工业出版社，2000：46-67[19]康华光．电子技术基础[M]．北京：高等教育出版社，2006：198-300[20]赵同贺．开关电源设计技术与应用实例[M]．北京：人民邮电出版社，2007：30-5068 附录168'