张兴电力电子课后习题答案 45页

'第二章2.1试说明电力电子器件和信息系统中的电子器件相比，有何不同。答：具有较大的耗散功率；通常工作在开关状态；需要专门的驱动电路来控制；需要缓冲和保护电路。2.2试比较电流驱动型和电压驱动型器件实现器件通断的原理。答：电流驱动型器件通过从控制极注入和抽出电流来实现器件的通断；电压驱动型器件通过在控制极上施加正向控制电压实现器件导通，通过撤除控制电压或施加反向控制电压使器件关断。2.3普通二极管从零偏置转为正向偏置时，会出现电压过冲，请解释原因。答：导致电压过冲的原因有两个：阻性机制和感性机制。阻性机制是指少数载流子注入的电导调制作用。电导调制使得有效电阻随正向电流的上升而下降，管压降随之降低，因此正向电压在到达峰值电压UFP后转为下降，最后稳定在UF。感性机制是指电流随时间上升在器件内部电感上产生压降，di/dt越大，峰值电压UFP越高。2.4试说明功率二极管为什么在正向电流较大时导通压降仍然很低，且在稳态导通时其管压降不随电流的大小而变化。-答：若流过PN结的电流较小，二极管的电阻主要是低掺杂N区的欧姆电阻，阻值较高且为常数，因而其管压降随正向电流的上升而增加；当流过PN结的电流较大时，注入并积累在-低掺杂N区的少子空穴浓度将增大，为了维持半导体电中性条件，其多子浓度也相应大幅度增加，导致其电阻率明显下降，即电导率大大增加，该现象称为电导调制效应。2.5比较肖特基二极管和普通二极管的反向恢复时间和通流能力。从减小反向过冲电压的角度出发，应选择恢复特性软的二极管还是恢复特性硬的二极管？答：肖特基二极管反向恢复时间比普通二极管短，通流能力比普通二极管小。从减小反向过冲电压的角度出发，应选择恢复特性软的二极管。2.6描述晶闸管正常导通的条件。答：承受正向电压且有门极触发电流。2.7维持晶闸管导通的条件是什么？怎样才能使晶闸管由导通变为关断？答：晶闸管流过的电流大于维持电流；通过外部电路使晶闸管流过的电流低于维持电流。2.8若流过晶闸管的电流波形如题2.8图所示，电流峰值为Im，试求该电流的波形系数，并选择晶闸管（不考虑电压、电流裕量）。1p3Im答：I=Isinwtd(wt)=T(AV)2pòp/3m4p1p2I=(Isinwt)dwt=0.45ITòmm2pp/3ITK==1.88fIT(AV) 不考虑电流裕量，晶闸管额定电流为0.45Im/1.57=0.29Im题2.8图2.9试分析可能出现的晶闸管的非正常导通方式有哪几种。答：阳极电压达到正向转折电压Ubo；阳极电压上升率du/dt过高；结温过高。2.10晶闸管串入2.10图所示的电路，试分析开关闭合和关断时电压表的读数。答：在晶闸管有触发脉冲的情况下，S开关闭合，电压表读数接近输入直流电压；当S开关断开时，由于电压表内阻很大，即使晶闸管有触发脉冲，但是流过晶闸管电流低于擎住电流，晶闸管关断，电压表读数近似为0（管子漏电流形成的电阻与电压表内阻的分压值）。题2.10图2.11为什么GTO的内部结构与普通晶闸管相似，但却可以通过施加门极负电流使其关断？答：GTO是一种多元的功率集成器件，内部包含数十个甚至数百个共阳极的小GTO元，这些GTO元的阴极和门极则在器件内部并联在一起。这种结构使得门极和阴极间的距离大为缩短，P2基区的横向电阻很小，便于从门极抽出较大的电流；其a2较大，使得晶体管V2对门极电流的反应比较灵敏，同时其α1+α2≈1.05，更接近于1，使得GTO导通时饱和程度不深，更接近于临界饱和，从而为门极控制关断提供有利条件。2.12PowerMOSFET和GTR哪个易于并联，为什么？答：PowerMOSFET更易于并联，其导通沟道电阻为正温度系数。2.13试解释PowerMOSFET的开关频率高于GTR、IGBT、GTO。答：PowerMOSFET为单极性器件，没有少数载流子存贮效应，反向恢复时间很短。2.14试说明动态参数通态电流临界上升率di/dt和断态电压临界上升率du/dt的意义。答：晶闸管门极注入触发电流后，晶闸管开始只在靠近门极附近的小区域内导通，随着时间的推移，导通区才逐渐扩大到PN结的全部面积。如果阳极电流上升太快，则会导致门极附近的PN结因电流密度过大而烧毁，使晶闸管损坏。所以对晶闸管必须规定允许的最大通态电流上升率，称为通态电流临界上升率di/dt。 晶闸管的结面在阻断状态下相当于一个电容，若突加一正向阳极电压，便会有一个充电电流流过结面，该充电电流流经靠近阴极的PN结时，产生相当于触发电流的作用，如果这个电流过大，会使元件误触发导通，因此对晶闸管还必须规定允许的最大断态电压上升率。在规定条件下，晶闸管直接从断态转换到通态的最大阳极电压上升率，称为断态电压临界上升率du/dt。2.15试解释为什么GTR有二次击穿现象，而PowerMOSFET没有。答：GTR有二次击穿现象，而PowerMOSFET没有二次击穿现象的根本原因是这两种器件的工作载流子性质不同。GTR这类双极性器件主要依靠少数载流子的注入传导电流，少数载流子的注入密度随结温升高而增大。电流的增大使结温进一步升高，从而使得电流与结温之间具有正反馈的关系。而功率MOSFET主要依靠多数载流子导电，多数载流子的迁移率随温度的上升而下降，其宏观表现就是漂移区的电阻升高，电阻升高会使电流减小，电流的减小使得结温下降，从而使得电流与结温之间呈负反馈关系。该特性不仅使得功率MOSFET没有热反馈引起的二次击穿现象，其安全工作区大大增大。2.16从最大容量、开关频率和驱动电路三方面比较SCR、PowerMOSFET和IGBT的特性。答：最大容量递增顺序为PowerMOSFET、IGBT、SCR；开关频率递增顺序为SCR、IGBT、PowerMOSFET；SCR为电流型驱动；而PowerMOSFET和IGBT为电压型驱动。2.17解释电力电子装置产生过电压的原因。答：电力电子装置可能的过电压原因分为外因和内因。外因过电压主要来自雷击和系统中的操作过程等外部原因，如由分闸、合闸等开关操作引起过电压。而内因过电压主要来自电力电子装置内部器件的开关过程。1）换相过电压：晶闸管或与全控型器件反并联的二极管在换相结束后不能立刻恢复阻断，因而有较大的反向电流流过，当恢复了阻断能力时，该反向电流急剧减小，会因线路电感在器件两端感应出过电压；2）关断过电压：全控型器件关断时，正向电流迅速降低而由线路电感在器件两端感应出的过电压。2.18在电力电子装置中常用的过电流保护有哪些？答：快速熔断器、快速断路器和过电流继电器都是专用的过电流保护装置，还有通过驱动实施保护的电子电路过流保护。2.19采用IGBT作为功率开关器件，画出RCD缓冲电路，并分析RCD中各元件的作用。答：V截止时，负载电流通过VDs向Cs分流，减轻V的负担，可抑制由Ldi/dt引起的过电压。V导通时，Cs上能量通过Rs释放。题2.19图2.20试分析电力电子器件串并联使用时可能出现什么问题及解决方法。答：采用多个功率管串联时，应考虑断态时的均压问题。应在功率管两端并联电阻均衡静态 压降，并联RC电路均衡动态压降。采用多个功率管并联时，应考虑功率管间的均流问题。在进行并联使用时，应尽选择同一型号且同一生产批次的产品，使其静态和动态特性均比较接近。其中功率MOSFET沟道电阻具备正温度系数，易于并联。2.21电力电子器件为什么加装散热器？答：与信息系统中的电子器件主要承担信号传输任务不同，电力电子器件处理的功率较大，具有较高的导通电流和阻断电压。由于自身的导通电阻和阻断时的漏电流，电力电子器件要产生较大的耗散功率，往往是电路中主要的发热源。为便于散热，电力电子器件往往具有较大的体积，在使用时一般都要安装散热器，以限制因损耗造成的温升。第三章3.1试简述4种基本DC/DC变换器电路构建的基本思路与方法。答：1）buck型DC-DC电压变换器构建的基本思路：○1构建buck型DC-DC电压变换器的基本原理电路输入电压源Ui通过开关管VT与负载RL相串联开关管VT导通时，输出电压等于输入电压，即uo＝Ui开关管VT关断时，输出电压等于零，即uo＝0输出电压的平均值为Uo=（Ui·ton+0·toff）/T=D·Ui,由于D≤1,Uo≤Ui该电路起到了降压变换的基本功能。电路结构和工作波形见下图。○2buck型电压变换电路的输出电压呈方波脉动，为抑制输出电压脉动需要在基本原理电路的输出端两侧并入滤波电容C。电路结构见下图。uiuoRL○3由于Uo≤Ui，开关管VT导通时，电压源将对滤波电容C充电，充电电流很大，相当于输入输出被短路，以至于开关管VT所受的电流应力大大增加而损坏。为了限制开关管VT导通时的电流应力，可将缓冲电感L串入开关管VT的支路中。电路结构见下图。 uiuoRL○4开关管VT关断时缓冲电感L中电流的突变为0，将感应出过电压，使开关管VT的电压应力大大增加，为此需加入续流二极管VD缓冲电感释放能量提供续流回路。电路结构见下图。uiuoRL2）boost型DC-DC电压变换器构建的基本思路○1构建buck型DC-DC电压变换器的基本原理电路输入电流源Ii通过开关管VT与负载RL相并联开关管VT关断时，输出电流等于输入电流，即io＝Ii开关管VT导通时，输出电流等于零，即io＝0输出电流的平均值为Io=（0·ton+Ii·toff）/T=(1-D)·Ii,由于1-D≤1，Io≤Ii该电路起到了降流变换的基本功能。电路结构见下图。ioi○2boost型电流变换电路的输出电流呈方波脉动，为抑制输出电流脉动，需要在基本原理电路的输出支路中串入滤波电感L。电路结构见下图。ioiiRL○3由于Io≤Ii，当的开关管VT断开时，电感L中电流发生突变，将感应出极高的电压，以至于开关管VT所受的电压应力大大增加而损坏。为了限制开关管VT关断时的电压应力，可将缓冲电容C并入开关管VT的两端。电路结构见下图。 ioiiRL○4开关管VT导通时缓冲电容两端电压由Uo突变为0，将通过VT迅速放电，放电电流很大，使开关管VT的电流应力大大增加，为此需加入钳位二极管VD，阻止缓冲电容放电。电路结构见下图。VDLioiiVTCRL○5若令变换器电路中的开关管、二极管、电容、电感均为理想无损元件并考虑变换器输入、输出能量的不变性，得ui﹒ii＝uo﹒io，则buck型电流变换器在完成降流变换的同时也完成了升压变换。boost型电压变换和buck型电流变换存在功能上的对偶性。由buck型电流变换器电路可以导出boost型电压变换器。变换器电路中开关管的开关频率足够高时，buck型电流变换器电路中的输入电流源支路可以用串联大电感的电压源支路取代。电路结构见下图。iiiouiRLuo考虑到上述电路中缓冲电容C的稳压作用以及该电路的电压－电压变换功能，输出滤波电感L是冗余元件，可以省略。缓冲电容的作用变换为输出滤波。电路结构见下图。iiioiuiRLuo3）boost-buck型DC-DC电压变换器构建的基本思路将boost型、buck型变换器电路相互串联并进行适当化简，即可构建boost-buck型变换器。boost-buck型DC-DC电压变换器构建的方法：○1输入级采用boost型电压变换器电路，并将其输出负载省略。输出级则采用buck型电压变换器电路，并将其输入电压源省略。串联boost型电压变换器电路的输出与buck型电压变换器电路的输入。○2若假设两电路串联后的开关管VT1、VT2为同步斩波开关管，省略冗余元件。 根据开关管VT1、VT2导通时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并VT1、VT2为VT12，得到一个等效电路。根据开关管VT1、VT2关断时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并VD1、VD2合并为VD12，得到另一个等效电路。使上述两个变换器等效电路的输入输出具有公共电位参考点得到boost-buck型DC-DC电压变换器。uoRLuoui4）buck-boost型DC-DC电压变换器构建的基本思路将buck型、boost型变换器电路相互串联并进行适当化简，即可构建buck-boost型变换器。buck-boost型DC-DC电压变换器构建的方法：○1输入级采用buck型电压变换器电路，并将其输出负载省略。输出级则采用boost型电压变换器电路，并将其输入电压源省略。串联buck型电压变换器电路的输出与boost型电压变换器电路的输入。○2若假设两电路串联后的开关管VT1、VT2为同步斩波开关管，省略冗余元件。将VT1、VT2之间的T型储能网络中的电容省略，并合并L1、L2为L12，合并后的VT1、VT2之间的储能电感L12仍能使串联后的两级电压变换器电路正常工作。根据开关管VT1、VT2导通时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并VT1、VT2为VT12，得到一个等效电路。根据开关管VT1、VT2关断时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并VD1、VD2合并为VD12，得到另一个等效电路。使上述两个变换器等效电路的输入输出具有公共电位参考点得到buck-boost型DC-DC电压变换器。VDVTUiLCUoR3.2试比较脉冲宽度调制PWM和脉冲频率调制PFM。答：脉冲宽度调制（PWM）：指开关管调制信号的周期固定不变，而开关管导通信号的宽度可调；脉冲频率调制（PFM）：指开关管导通信号的宽度固定不变，而开关管调制信号的频率可调。相同点：脉冲宽度调制（PWM）和脉冲频率调制（PFM）都可以调节占空比D(D=ton/T)，从而改变电力电子变换器输出电压Uo的大小。 不同点：脉冲频率调制（PFM）开关管调制信号的频率是变化的，该控制方式下的变换器输出纹波大，输出谐波频谱宽，滤波实现较脉冲宽度调制（PWM）困难。3.3电流断续对DC/DC变换器电路的分析有何影响？答：DC-DC变换器出现缓冲元件中电流断续时，一个周期内有三种不同的换流状态，需分时间段分析：○1在开关管VT关断期间，续流二极管的续流过程结束（缓冲元件中电流降为0）后，其两端电压不为零。从而使各变换器电流断续工作模式对应的稳态电压增益Gv相对于电流连续模式对应的稳态电压增益Gv有所抬高。并且电流断续工作模式对应的稳态电压增益Gv，不仅与占空比D有关还与负载电阻RL、缓冲电感L、开关频率fs有关，已与占空比D不成线性关系。由变换器输入输出功率平衡关系推出的稳态电流增益Gi=1/Gv，也不仅与占空比D有关还与负载电阻RL、缓冲电感L、开关频率fs有关，与占空比D不成线性关系。○2开关管VT关断期间承受的反压应分为：二极管续流中和二极管续流结束两个时间段来分析，对应的两个反压值不同。○3二极管不仅在开关管VT导通时承受反压，在续流结束后亦要承受一定的反压，且两个反压值不同。3.4试分析理想的buck变换器在电感电流连续和断续的情况下，稳态电压增益与什么因素有关？答：理想buck变换器在电感电流连续的情况下稳态电压增益为GV。对电感L利用伏秒平衡特性有：(Ui-Uo)·ton=Uo·(Ts-ton)。UtoonGD===VUTis，仅与占空比D有关理想buck变换器在电感电流断续的情况下稳态电压增益为GV。令buck变换器中的二极管续流时间为toff1二极管续流占空比D1=toff1/Ts，则在iL≥0的时间段对电感L利用伏秒平衡特性有：(Ui-Uo)·ton=Uo·toff。UtDoonG===VUt+tD+Dionoff11(1)与导通占空比D已不是线性关系。开关管VT导通时间段（ton时间段）的电流增量ΔiL＋与二极管VD续流时间段（toff1时间段）的电流增量ΔiL-相等且等于电感电流最大值ILmax。U-UUiooDiL+=DTs=DiL-=D1Ts=ILmaxLL(2)稳态条件下，由于电容C中的平均电流为零，因此，电感电流断续时的电感平均电流IL等于负载平均电流Io，即IL＝Io。1é1ù1I=(t+t)I=(D+D）ILTê2onoff1Lmaxú1LmaxSëû21U-UUioo=I=（D+D）DT=o1s2LR(3) 2由（1）（2）（3）可得G=v4Io1+1+2DU2Lfos电感电流断续的情况下Gv不仅与占空比D有关，还与电感L、负载电流Io、开关频率fs、以及输出电压Uo有关。3.5如题3.5图所示为理想Buck变换器，已知：Ud=100V，开关频率为20kHz，占空比为D=0.6，电阻为R，电感为L，电容为C。试计算在电流连续状态下的：（1）输出电压；（2）电感电流的最大值和最小值；（3）开关管和二极管的最大电流；（4）开关管和二极管承受的最大电压。uiiLLdioicuo题3.5图解：在电流连续状态下（1）输出电压U=D×U=D×UV=0.6´=10060oid1-5（2）Ts==´510s320´10--55t=D×Ts=0.6´5´10=´310onsUoI=oR稳态电流脉动U-UUiooVT导通时Di=t；VT关断时Di=(T-t)；L+onL-sonLL1UoUi-UoI=I+Di=+tLmaxoL+on2R2L1UoUoI=I-Di=-(T-t)LminoL-son2R2L已知Uo=60V,Ui=Ud=100V代入上述表达式得-460100-´60-560610I=+´3´10=+LmaxR2LRL-46060--55606´10I=-(5´10-3´10)=-LminR2LRL （3）由于电流连续，开关管和二极管的最大电流均为电感电流最大值，为-4606´10I=II==+SmaxDLmaxmaxRL（4）开关管和二极管承受的最大电压均为变换器输入电压U=U==UV100SmaxDimax3.6Buck变换器中的开关管具有的最小有效导通时间是40μs，直流电源额定值是300V，斩波频率为1kHz，最小输出电压是多少？当该变流器与电阻负载R=2Ω相连接时，平均输入电流是多少？1-3解：（1）Ts==´110s31´10-6ts=´4010onmin-6t40´10onminD===0.04min-3T1´10s最小输出电压U=D×UV=0.04´=30012oiminminU12o（2）平均输出电流IA===6oR2根据理想变换器输入输出功率平衡原理UI=UIiioo平均输入电流I=D×IA=0.04´=60.24io3.7Boost变换器中，输入电压在18~30V之间变化，若要求输出电压固定在48V，假定工作在连续导通状态下，求：（1）占空比范围；（2）连接R=3Ω的电阻负载时的输入电流和输出电流的平均值。解：（1）Boost变换器输出电压1UU=oi1-D从而得到UiD=-1Uo已知UV=48o U18imin当U==UV18时有占空比最大值D=1-=1-=0.625iiminmaxU48oU30imax当U==UV30时有占空比最小值D=1-=1-=0.375iimaxminU48o占空比范围0.375~0.625（2）输出电流平均值U48oIA===16oR3根据理想变换器输入输出功率平衡原理UIooUI=UI，得平均输入电流I=iiooiUiUI48´16oo当U==UV18时有最大平均输入电流IA===42.67iiminimaxU18iminUI48´16oo当U==UV30时有最小平均输入电流IA===25.6iimaximinU30imax3.8简述伏秒平衡和安秒平衡原则，并分别用两种方法分析cuk变换器的输出/输入关系答：(1)电感电压的伏秒平衡特性稳态条件下，理想开关变换器中的电感电压必然周期性重复，由于每个开关周期中电感的储能为零，并且电感电流保持恒定，因此，每个开关周期中电感电压uL的积分恒为零，即：TstonTsudt=udt+udt=0ò0Lò0LòtLon电容电流的安秒平衡特性稳态条件下，理想开关变换器中的电容电流必然周期性重复，而每个开关周期中电容的储能为零，并且电容电压保持恒定，因此，每个开关周期中电容电流iC的积分恒为零，即：TstonTsò0icdt=ò0icdt+òticdton=0(2)cuk变换器电感电流连续时：○1对电感L1、L2分别利用伏秒平衡特性进行分析有Ut=(U-U)tionc1ioff(U-U)t=-U(T-Toc1onoston)UtDoon得到稳态电压增益G===vUT--tD1ison○2对电容C利用安秒平衡特性进行分析有 It=-I()Ttoonison根据理想变换器输入输出功率平衡原理1ItDion得到稳态电压增益G====vGIT--tD1ioson当1/2＜D＜1时，即cuk变换器的稳态电压增益GV＞1，则cuk变换器具有升压特性；而当0＜D＜1/2时，即cuk变换器的稳态电压增益GV＜1，则cuk变换器具有降压特性。因此，cuk变换器是升、降压变换器，并且其输入、输出电压具有相反的极性(3)cuk变换器电感电流断续时○1对电感L1、L2分别利用伏秒平衡特性进行分析有Ut=(U-U)tionc1ioff1()(U-U)t=-Utoc1onooff1其中cuk变换器中的二极管续流时间为toff1UDo得到稳态电压增益G==VUDi1○2对电容C利用安秒平衡特性进行分析有It=Itoonioff1根据理想变换器输入输出功率平衡原理1ItDion得到稳态电压增益G====vGItDiooff113.9试分析在直流斩波电路中储能元件（电感电容）的作用，试以Cuk电路为例分析。答：直流斩波电路中的储能元件（电容、电感）有滤波与能量缓冲，能量传递三种基本功能。一般而言，滤波元件常设置在变换器电路的输入或输出，而能量缓冲元件常设置在变换器电路的中间。以Cuk电路为例uouRLuoiL1、L2为能量缓冲元件；C1为传递能量的耦合元件；C2为输出滤波元件。3.10试分析Buck-Boost变换器和Boost-Buck变换器各有何特点。 VDVTUiLCUoRBuck-Boost变换器uouRLuoiBoost-Buck变换器答：○1Buck-Boost型电压变换器和Boost-Buck型电压变换器两者的输入输出电压极性均为反向极性；○2Buck-Boost型电压变换器电路结构简单，储能元件较少，为一个电感，一个电容；Boost-Buck型电压变换器电路结构较复杂，储能元件较多，为两个电感，两个电容；○3Buck-Boost型电压变换器的输入和二极管输出电流均为断续的脉动电流；Boost-Buck型电压变换器的输入输出均有电感，因此变换器的输入输出电流一般情况下均为连续电流（轻载时电流可能断续），滤波易实现。3.11试以二象限DC-DC变换器为例具体分析电路中二极管的作用。答：二象限DC-DC变换器电路中二极管的作用为通过续流缓冲负载无功，避免负载电感中电流突变，感应出过电压。同时二极管VD1、VD2还实现了开关管的零电压开通，减少了开通损耗，具体工作过程如下：VT1、VT2采用互补调制驱动；VT1导通前，VD1导通续流,输出电流iO反向减小；iO=0，VT1零电压开通，直流侧电源通过VT1向负载供电，输出电压uo＝ui，输出电流io正向增大，负载电感储能增加；VT1关断，由于负载电感电流不能突变，VD2导通续流，输出电压uo＝0。采用互补调制驱动模式使VT2有驱动信号，但因VD2导通对VT2形成了反压钳位,VT2不能导通，因此输出电流iO正向减小，负载电感储能储能减少；iO=0，VD2关断，VT2零电压开通，负载电动势通过VT2向负载电阻和电感供电，输出电压uo＝0，输出电流io反向增加，负载电感储能增加；VT2关断，由于电感电流不能突变，VD1导通续流，输出电压uo＝ui。采用互补调制驱 动模式使VT1有驱动信号，但因VD1导通对VT1形成了反压钳位,VT1不能导通，输出电流iO反向减小，负载电感储能储能减少。3.12二象限和四象限DC-DC变换器有何区别？驱动直流电动机正反转运行应采用何种DC-DC变换器？答：二象限DC-DC变换器输出电压极性不变，输出电流极性可变；四象限DC-DC变换器输出电压，输出电流极性均可变；两种变换器能实现能量的双向传输。驱动直流电动机正反转运行需改变电枢电压极性，应采用输出电压可逆的四象限DC-DC变换器。3.13多相多重DC-DC变换器中，多重、多相指的是什么意思？该变换器有什么优点？在实际应用有何意义？答：“多相”是指变换器输入侧（电源端）的各移相斩波控制的支路相数大于1。“多重”则是指变换器输出侧（负载端）的各移相斩波控制的支路重叠数大于1。多相多重DC-DC变换器的优点：○1多相多重DC-DC变换器相对于单个的DC-DC变换器提高了输出的等效开关频率，有效地降低了变换器的输出电流谐波。由于采用移相斩波控制，多相多重DC-DC变换器在提高输出等效开关频率的同时保证了其单个的开关频率不变，因而变换器的开关损耗并不因此而增加。○2多相多重DC－DC变换器中的变换器单元具有互为备用的功能，当一个变换器单元故障时，其余的变换器单元仍可以正常工作。○3多相多重DC－DC变换器将数个基本DC－DC变换器并联，容量比单个的DC-DC变换器要大。在实际应用中：由于多相多重DC－DC变换器输出等效开关频率的提高，输出电流谐波的降低，在一定的输出谐波指标条件下，可有效地减少了输出滤波器的体积，降低变换器的损耗；应用多相多重DC－DC变换器还可以扩大变换器容量，并且基于其各单元互为备用的功能提高变换器供电的可靠性。3.14试说明隔离型DC-DC变换器出现的意义是什么？答：○1形成低压供电负载与电网电压之间的电气隔离○2通过变压器变压，缩小变换器输出电压等级与输入电压等级之间的差异，扩大调节控制范围○3通过设置不同匝数的副边耦合绕组形成多路输出，提供不同数值，不同极性的输出电压3.15单端正激式变换器和单端反激式变换器有何区别？答：○1变换器变压器原边副边工作时间：单端正激式变换器：变压器原边副边同时在开关管VT导通时工作。单端反激式变换器：变压器原边在开关管VT导通时工作，变压器副边在开关管VT关断时工作，两者不同步。○2变压器原边加有单方向的脉冲电压，由于磁芯的磁滞效应，当VT关断时，线圈电压或电流回到零，而磁芯中磁通并不回到零，形成剩磁通。剩磁通的累加可能导致磁芯饱和，因此需要进行磁复位。磁复位的方式：单端正激式变换器：变压器储存的磁能通过去磁绕组N3和箝位二极管VD2构成的复位电路 馈送到输入电源侧。单端反激式变换器：变压器储存的磁能通过副边绕组传输给输出负载。○3输出电压的决定因素：1单端正激式变换器：U=××DU，输出电压仅决定于变换器输入电压、变压器的匝比和oin功率管的占空比，与负载电阻无关。具有降压功能。单端反激式变换器：1D变压器磁通连续状态和磁通临界连续状态下UU=×,输出电压仅决定于变换器输oinD1-入电压、变压器的匝比和功率管的占空比，与负载电阻无关，具有升降压功能R变压器磁通连续状态下LU=Ut，输出电压Uo与负载电阻RL有关，RL愈大则输oion2LT1出电压愈高，反之负载电阻愈小，则输出电压愈低，因此在进行开环实验时，不应让负载开路，必须接入一定的负载，或者在电路中接入“死负载”。此外输出电压Uo随输入电压Ui的增大而增大；也随导通时间ton的增大而增大；还随N1绕组的电感量L1的减小而增大3.16说明图3-15隔离型Buck变换器电路中由绕组N3和二极管VD2构成的支路有何作用。答：隔离型Buck变换器在开关管VT截止期间，副边传递能量的整流二极管VD也截止，储存于变压器磁芯中的剩磁能量无释放途径，从而会造成剩磁通积累，导致的磁芯饱和。电路中设置由绕组N3和二极管VD2构成的支路为磁芯复位支路。在开关管VT截止期间，N3两端感应出上正下负的电压UN3，当UN3大小超过Ui时，VD2导通，将变压器储存的剩磁能量送回输入电源侧，同时将UN3钳位在Ui上。N1和N2将承受下正上负的电压，若有N3＝N1，则UN1=Ui，UN2=Ui/n，开关管VT承受反压为UDS=Ui+UN1=2Ui。钳位二极管VD2保证变压器原副边绕组，去磁绕组N3两端均不产生过电压。并且将开关管VT，副边整流二极管VD承受的反压峰值限制在一定范围内，避免了器件损坏。3.17试设计一个变压器隔离的Buck变换器，已知：Ui=300V，输出电压15V，开关频率为40kHz,占空比D=0.45，不考虑开关管与整流二极管的管压降。设计内容：（1）画出变压器隔离的Buck变换器的电路拓补（包括去磁电路），并分析其变压器原方、开关管两端的电压波形和流过变压器原边的电流波形。（2）计算变压器变比。解：（1）变压器隔离的Buck变换器的电路拓补VDL+Ui**N3NN2VDuoC+RL11*iDVD2VT（2）变压器原方、开关管两端的电压波形和流过变压器原边的电流波形 t0~t1阶段，能量传递阶段；VT导通，VT两端电压UDS=0，由于VT导通，变压器原边绕组两端电压UN1极性为上正下负，大小等于输入电压Ui。其中流过电流iD，iD由负载电流折算值和磁化电流所组成并且在正方向上随时间以额定速率逐渐增大。同时，副边的整流二极管VD导通,电压源经变压器耦合和二极管VD向负载传输能量，滤波电感L储能。t1~t2阶段，磁芯复位阶段;VT截止，变压器原边绕组流过的电流iD=0变压器磁芯中的剩磁能量通过VD2和N3馈送到电源,由于二极管VD2的钳位作用，去磁绕组N3两端电压UN3极性为上正下负，大小等于输入电压Ui，N1和N2将承受下正上负的电压NNNN1122UN13==UUNiUN23==UUNiNNNN3333N1二极管VD截止，VT两端电压U=U+UU=+(1)DSiNi1N3电感L中产生的感应电势使续流二极管VD1导通，电感L中储存的能量通过二极管VD1向负载释放（当N3＝N1时，UN1=Ui,UDS=2Ui）。t2~t0阶段，电感续流阶段；变压器磁芯中的剩磁能量全部释放完毕，钳位二极管VD2关断，变压器原边绕组两端电压UN1=0，其中流过电流iD=0。VT两端电压UDS=Ui。电感L中储存的能量继续通过二极管VD1向负载释放1DU×i（2）由于U=××DU得到n=oinUo代入数值Ui=300V,Uo=15V,D=0.45有0.45´300变压器的变比n==9153.18试推导负载电流连续时隔离型Buck-Boost变换器的输出直流电压平均值。解：在负载电流连续的情况下VT导通期间磁通增量为 UUiiDf=t=××DT+onsNN11VT关断期间磁通增量为UUiiDf=(T-t)=×(1)-×DT-sonsNN22在稳态条件下，变压器一个周期内应无剩磁积累即Dff=D+-UUii×DD=×-(1)NN121D得到输出电压表达式UU=×oinD1-3.19试分析负载开路时隔离型Buck-Boost变换器会出现何种现象。答：若隔离型Buck-Boost变换器工作在磁通连续或临界连续的模式下输出电压为1DUU=×与负载无关，则无影响；oinD1-R若隔离型Buck-Boost变换器工作在磁通断续的模式下，输出电压为LU=Ut，oion2LT1由此可见，输出电压Uo与负载电阻RL有关，RL愈大则输出电压愈高，反之负载电阻愈小，则输出电压愈低，这是反激变换器的一个特点。在进行开环实验时，不应让负载开路，必须接入一定的负载，或者在电路中接入“死负载”。此外输出电压Uo随输入电压Ui的增大而增大；也随导通时间的增大而增大；还随N1绕组的电感量L1的减小而增大。VT截止时，VD导通，副边绕组N2上的电压幅值近似为输出电压Uo(忽略VD的正向压降及引线压降)，这样，绕组N1上感应的电势UN1应为N1U=UN1oN2因此VT截止期间漏－源极间承受的电压为N1U=U+U=U+UDSiN1ioN2由于UDS与输出电压Uo有关，Uo还随负载电阻的增大而升高。因此，负载开路时，容易造成管子损坏。3.20试说明变压器隔离的推挽式变换器和变压器隔离的全桥变换器的特点是什么。o答：○1变压器隔离的推挽式变换器是由开关管的控制信号占空比相同，在相位上相差180的两个正激变换器的输出并联得到，相比双正激变换器，推挽式变换器中将续流二极管去掉，滤波电感经过变压器副边绕组和整流二极管续流，且两个变压器共用一个磁芯，每个正激变换器从另一个正激变换器的原边绕组和IGBT得本体二极管进行磁复位，从而也将原来的磁 复位电路去掉，这使得推挽变换器电路简单，且拥有较高的磁芯利用率○2变压器隔离的全桥变换器，使用两个开关管串联起来作一个开关管用，降低了开关管电压应力；且全桥变换器中的四个开关管工作在交错的半周，对角线相对的管子VT2和VT4或VT2和VT3同时导通，变压器原边磁通在一个半周沿磁滞回线上移，在另一个半周沿着磁滞回线反极性下移，从而提高了变压器的利用率。3.21试画出变压器隔离的全桥变换器的电路拓补，并分析其变压器原方、开关管两端的电压波形和流过变压器原边的电路波形。答：（1）变压器隔离的全桥变换器的电路拓扑（2）隔离型全桥变换器变压器原方、开关管两端的电压波形和流过变压器原边的电流波形uG1/40utG2/30uUitce1U/2i0utT0tiT10tttttttt0123456t0~t1阶段：能量传输阶段；t0时刻，给VTl、VT4加驱动信号，VT1、VT4饱和导通。VT2、VT4两端电压uce1、uce4均为0。VT2、VT3均承受反压Ui即uce2、uce3均为Ui。由于VT1、VT4导通，变压器原边绕组NP两端电压uT极性为上正下负，大小等于输入电压Ui。其中流过电流ip，ip由负载电流折算值和磁化电流所组成并且在正方向上随时间以额定速率逐渐增大。同时，副边的整流二极管VD5导通，VD6关断，电流上升速率由滤波电感L确定。t1~t2阶段：续流阶段；VT1~VT4均关断，VT1、VT4串联承受反压Ui，VT2、VT3串联承受反压Ui,则VT1~VT4两端电压均为Ui/2。变压器原边绕组NP流过电流ip=0.电感L中的电流通过变压器副边绕组和二极管VD5、VD6续流，两个二极管VD5、VD6几乎同等的导通，也有相同的正向压降，因而变压器副边绕组Ns两端电压为0，折算到变压器原边绕组NP两端电压uT也为0。t2时刻，给VT2、VT3加驱动信号，VT2、VT3饱和导通，电路进入 下半周期t2~t3阶段：能量传输阶段；t2时刻，给VT2、VT3加驱动信号，VT2、VT3饱和导通。VT2、VT3两端电压uce2、uce3均为0。VT1、VT4均承受反压Ui即uce1、uce4均为Ui。由于VT2、VT3导通，变压器原边绕组NP两端电压uT极性为上负下正，大小等于输入电压Ui。其中流过电流ip，ip由负载电流折算值和磁化电流所组成并且在反方向上随时间以额定速率逐渐增大。同时，副边的整流二极管VD6导通，VD5关断，电流上升速率由滤波电感L确定。t3~t4续流阶段；VT1~VT4均关断，VT1、VT4串联承受反压Ui，VT2、VT3串联承受反压Ui,则VT1~VT4两端电压均为Ui/2。变压器原边绕组NP流过电流ip=0。电感L中的电流通过变压器副边绕组和二极管VD5、VD6续流，两个二极管VD5、VD6几乎同等的导通，也有相同的正向压降，因而变压器副边绕组Ns两端电压为0，折算到变压器原边绕组NP两端电压uT也为0。3.22试以半桥变换器为例，说明开关管动态特性参数对电路工作有何不利影响，可以采取何种措施或减小这些影响。答：○1开关管动态特性参数对电路工作有何不利影响：由于两个电容连接点B的电位随VT1、VT2导通情况而浮动的，所以能自动地平衡每个晶体管开关的伏秒值。若这两个晶体管开关具有不同的开关动态特性参数，即在相同宽度的基极驱动脉冲作用下开关管VT1较慢关断，而开关管VT2则较快关断时，则在VT1连接点处产生了不平衡的伏·秒值。如果让这种不平衡的波形驱动变压器，将会发生偏磁现象，致使铁芯饱和并产生过大的开关管集电极电流，从而降低了变换器的效率，使开关管失控，甚至烧毁。○2改善偏磁现象的措施：在变压器原边线圈中加入一个串联耦合电容C3，则与不平衡的伏·秒值成正比的直流偏压将被此电容通过隔直作用滤掉，这样在开关管导通期间，就可以平衡电压的伏·秒值○3减小开关管动态特性参数对电路工作的不利影响：在晶体管基极电路上加入箝位二极管，使其工作在临界饱和导通状态，减少了存储时间，使晶体管的关断时间尽量趋于一致。第四章DC-AC变换器（无源逆变电路）4.1逆变器有哪些类型？其最基本的应用领域有哪些？答：逆变器类型：1）按直流侧储能元件的性质分为：电压型逆变器（VSI）、电流型逆变器（CSI）。2）按逆变器输出波形的不同分为：方波逆变器、阶梯波逆变器、正弦波逆变器。3）按逆变器的功率电路结构形式的不同分为：半桥逆变器、全桥逆变器、推挽式逆变器等。4）按逆变器的功率电路的功率器件不同分为：半控型逆变器和全控型逆变器。5）按逆变器输出的频率不同分为：工频逆变器、中频逆变器、高频逆变器。 6）按逆变器输出交流电的相数不同分为：单相逆变器、三相逆变器、多相逆变器。7）按逆变器输入、输出是否隔离分为：隔离型逆变器和非隔离型逆变器。其中隔离型逆变器又分为低频隔离型逆变器和高频隔离型逆变器8）按逆变器输出电平的不同分为：两电平逆变器和多电平逆变器其基本的应用领域：在已有的工作电源中，蓄电池、干电池、太阳能电池等都是直流电源，当需要这些电源向交流负载供电时，就需要逆变器。另外，交流电机调速用变频器、不间断电源、感应加热电源等电力电子装置使用广泛，请其电路的核心部分都是逆变器。4.2逆变器输出波形的谐波系数与畸变系数有何不同？答：谐波系数（HF）表征一个实际波形中第n次谐波与基波相比的相对值。第n次谐波系数HFn定义为第n次谐波分量有效值Un与基波分量有效值U1之比，即：HFn=Un/U1。畸变系数（DF）表征一个实际波形中每一次谐波分量对波形畸变的影响程度。2第n次谐波对波形畸变的影响程度，可定义第n次谐波的畸变系数DFn为：DFn=Un/U1n。4.3有哪些方法可以调控逆变器的输出电压？答：1）采用方波变换方式时逆变器的交流输出有两种调制方式：脉冲幅值调制（PAM）和单脉冲调制（SPM）。2）采用阶梯波变换方式时逆变器的交流输出可以通过多组采用方波变换的逆变器进行移相叠加组合得到相应的交流阶梯波形从而调控输出电压。3）采用斩控控制方式时逆变器的交流输出有两种调制方式：脉冲宽度调制（PWM）和脉冲频率调制（PFM）。4.4什么是电压型逆变电路？什么是电流型逆变电路？二者各有什么特点？答：按照逆变电路直流侧电源性质分类，直流侧是电压源的逆变器称为电压型逆变电路，直流侧是电流源的逆变电路称为电流型逆变电路。电压型逆变电路的主要特点是：1)直流侧有足够大的储能电容元件，从何使其直流侧呈现出电压源的特性，即稳态时的直流侧电压近似不变；2)逆变器输出的电压波形为方波或方波脉冲，并且该电压波形与负载无关；3)逆变器输出的电流波形则取决于负载，且输出电流的相位随负载功率因数的变化而变化；4)逆变器输出电压的控制可以通过脉冲幅值调制（PAM）和脉冲宽度调制（PWM）两种基本的控制方式。电流型逆变电路的主要特点是：1）直流侧有足够大的储能电感元件，从何使其直流侧呈现出电流源的特性，即稳态时的直流侧电流近似不变；2）逆变器输出的电流波形为方波或方波脉冲，并且该电流波形与负载无关；3）逆变器输出的电压波形则取决于负载，且输出电压的相位随负载功率因数的变化而变化；4）逆变器输出电流的控制可以通过脉冲幅值调制（PAM）和脉冲宽度调制（PWM）两种基本的控制方式。4.5电压型逆变电路中反馈二极管的作用是什么？为什么电流型逆变电路中没有反馈二极 管？答：在电压型逆变电路中，当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电容起到缓冲无功能量的作用。为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道，逆变桥各臂都并联了反馈二极管。当输出交流电压和电流的极性相同时，电流经电路中的可控开关器件流通，而当输出电压电流极性相反时，由反馈二极管提供电流通道。在电流型逆变电路中，直流电流极性是一定的，无功能量由直流侧电感来缓冲。当需要从交流侧向直流侧反馈无功能量时，电流不反向，依然经电路中的可控开关器件流通，因此不需要并联反馈二极管。4.6试分析电压型单相全桥方波逆变器采用移相单脉冲调制时的工作过程。答：结合《电力电子技术》书图4-9移相单脉冲调制时驱动信号与输出波形进行分析：设在t1时刻前VT1和VT4导通，输出电压uo为Ud，t1时刻VT3和VT4栅极信号反向，VT4截止，而因负载电感中的电流io不能突变，VT3不能立刻导通，VD3导通续流。因为VT1和VD3同时导通，所以输出电压为零。到t2时刻VT1和VT2栅极信号反向，VT1截止，而VT2不能立刻导通，VD2导通续流，和VD3构成电流通道，输出电压为-Ud。到负载电流过零并开始反向时，VD2和VD3截止，VT2和VT3开始导通，uo仍为-Ud。到t3时刻VT3和VT4栅极信号再次反向，VT3截止，而VT4不能立刻导通，VD4导通续流，uo再次为零。以后的过程和前面类似。这样，输出电压uo的正负脉冲宽度就各为θ。因此改变θ，就可以调节输出电压。4.7在直流侧电压和输出功率相等条件下，电压型单相半桥逆变器与电压型单相全桥逆变器相比具有何种优缺点？答：半桥逆变电路的优点是机构，使用器件少。其缺点是输出交流电压的幅值Um仅为Ud/2，且直流侧需要两个电容器串联，工作时还要控制两个电容器电压的均衡。因此，半桥电路常用于几kW以下的小功率逆变电源。值得注意的是，在直流侧电压和输出功率相等的条件下，半桥逆变器功率器件的耐压值比全桥逆变器功率器件的耐压值降低了一半，而半桥逆变器功率器件的电流定额则应比全桥逆变器功率器件的电流定额提高了一倍。因此，电压型单相半桥方波逆变器较适合于“高电压”输入且“低电压”输出的变流应用场合。4.8试分析采用120°导电方式的电压型三相桥式方波逆变电路的工作过程。答：参照《电力电子技术》图4-12的电压型三相桥式逆变器电路结构和图4-14电压型三相桥式逆变器120°导电方式时的相关波形进行分析：采用120°导电方式的电压型逆变器在任何时刻有且只有两个桥臂导电，即一个上桥臂一个下桥臂导电，且相邻序号功率管的驱动信号相位互差60°。假设VT1和VT6先导通，输出电压Uan为Ud/2,Ubn为-Ud/2,Ucn为0，因此输出电压Uab为Ud，Ubc为-Ud/2，Uca为-Ud/2；然后VT1和VT2导通，输出电压Uan为Ud/2，Ubn为0，Ucn为-Ud/2，因此输出电压Uab为Ud/2，Ubc为Ud/2,Uca为-Ud；然后VT2和VT3导通，输出电压Uan为0，Ubn为Ud/2，Ucn为-Ud/2，因此输出电压Uab为-Ud/2，Ubc为Ud，Uca为-Ud/2;然后VT3和VT4导通，输出电压Uan为-Ud/2，Ubn为Ud/2，Ucn为0，因此输出电压Uab为-Ud，Ubc为Ud/2，Uca为Ud/2；然后VT4和VT5导通，输出电压Uan为-Ud/2，Ubn为0，Ucn为Ud/2，因此输出电压Uab为-Ud/2，Ubc为-Ud/2，Uca为Ud；然后VT5和VT6导通，输出电压Uan为0，Ubn为-Ud/2，Ucn为Ud/2，因此输出电压Uab为Ud/2，Ubc为-Ud，Uca为Ud/2。以后的过程与前面类似。4.9正弦脉宽调制SPWM的基本原理是什么？载波比N、电压调制系数M的定义是什么？ 在载波电压幅值Vcm和频率fc恒定不变时，改变调制参考波电压幅值Vrm和频率fr为什么能改变逆变器交流输出基波电压V1的大小和基波频率f1？答：SPWM的基本原理可以用冲量等效原理进行描述：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性环节上时，其惯性环节的输出基本相同。这里所谓的“冲量”就是指窄脉冲的面积，而“惯性环节的输出基本相同”是指输出波形的频谱中，低频段基本相同，仅在高频段略有差异。令调制波频率为fr，载波频率为fc，则称N=fc/fr为载波比；令调制波的幅值为Urm，载波幅值为Ucm，则称M=Urm/Ucm为调制度。当载波的频率fc不变时，改变调制波频率fr时，载波比N与调制频率fr成反比属于异步调制方式。当调制波频率fr变高时，载波比N变小，即一个调制周期内的脉冲数变少，而当调制波频率fr变低时，载波比N变大，即一个调制周期内的脉冲数变多，因此能改变基波的频率f1。当载波的幅值Ucm不变时，改变调制参考波电压幅值Urm时，调制度M是变化的，因此能得到宽度变化的脉冲（脉冲面积变化）序列，所以能改变逆变器交流输出基波电压U1的大小。4.10试说明异步调制和同步调制各有何优缺点，并说明分段同步调制产生的意义。答：异步调制：一方面，由于异步调制时的开关频率固定，因此对需要设置输出滤波器的正弦波逆变器而言，输出滤波器参数的优化设计较为容易；另一方面，由于一个调制波周期中脉冲波形的不对称性，将导致基波相位的跳动。对于三相正弦波逆变器，这种基波相位的跳动会使三相输出不对称。当调制波频率fr较低时，由于一个调制周期中的脉冲数较多，脉冲波形的不对称性所造成的基波相位跳动的相角相对较小；而当调制波频率fr较高时，由于一个调制周期中的脉冲数较少，脉冲波形的不对称性所造成的基波相位跳动的相角相对较大。因此采用异步调制时，SPWM的低频性能好，高频性能较差。同步调制：一方面，当载波比N为奇数时，由于SPWM波形的对称性，无论调制波频率fr高低，都不会导致基波相位的跳动；另一方面，由于同步调制时的开关频率随调制波频率fr的变化而变化，因此对于需要设置输出滤波器的正弦波逆变器而言，输出滤波器参数的优化设计较为困难。当调制波频率fr变高时，载波频率fc变高，从而开关频率变高，输出谐波减小；当调制波频率fr变低时，载波频率fc变低，从而使开关频率变低，输出谐波变大。因此采用同步调制时，SPWM的高频性能好，而低频性能较差。分段同步调制是把逆变电路的输出频率划分为若干段，每一个频段的载波比N一定，不同段采用不同的载波比。其优点主要是，在高频段采用较低的载波比N，使载波频率不致过高，可限制在功率器件允许的范围内。而在低频段采用较高的载波比N，以使载波频率不致过低而对负载产生不利影响。4.11跟踪型两态调制法有哪些优缺点？答：电流跟踪型两态调制法有如下（优缺点）特点：1）硬件电路简单；2）属于实时控制方式，电流响应快；3）不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波分量；4）和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流中高次谐波含量较多；5）属于闭环控制，这是各种跟踪型PWM变流电路的共同特点。4.12试说明三相电压型逆变器SPWM输出电压闭环控制的基本原理。 答：结合《电力电子技术》图4-40三相电压型正弦波逆变器原理电路来说明其原理：这种电路都采用双极性控制方式。a、b和c三相的PWM控制通常公用一个三角波载波uc，三相的调制信号ura、urb和urc依次相差120°。a、b和c各相功率开关器件的控制规律相同，现以a相为例来说明。当ura＞uc时，给上桥臂VT1以导通信号，给下桥臂VT4以关断信号，则a相相对于直流电源假想中点O的输出电压uao=Ud/2。当ura＜uc时，给VT4以导通信号，给VT1以关断信号，则uao=-Ud/2。VT1和VT4的驱动信号是互补的。当VT（1VT4）加导通信号时，可能是VT1（VT4）导通，也可能是二极管VD1（VD4）续流导通，这要由阻感负载中的电流方向来决定。b相和c相的控制方式都和a相的情况相同。电路波形如图4-41所示。可以看出，uao、ubo和uco的PWM波形只有±Ud/2两种电平。4.13试说明采用如图4-42或图4-43（c）中所示的调制波ur的意义。答:采用《电力电子技术》图4-42或图4-43（c）中的调制波可以有效地提高三相电压型逆变器的电压利用率。对于图4-42若合成后的鞍形调制波“临界过调制”，则相应的正弦调制波将取得最大程度的“过调制”，以该鞍形调制波对三相电压型逆变器进行PWM控制时，可取得最大的电压利用率。同时利用图4-43（c）的调制波不仅能提高电压利用率，而且无论原三相正弦调制波的信号urU1、urV1、urW1的幅值大小如何，合成后的调制波信号（urU、urV、urW）总有120°的“不同调制过调制”区段，以构成调制波的“平底”，从而有效地降低了功率管的开关损耗。4.14SPWM输出波形中的谐波和哪些因素有关？答：SPWM输出波形中的谐波与调制度M、载波比N以及调制波角频率vr和载波角频率vc有关：调制度M与谐波的幅值有关，改变调制度M可以改变谐波幅值；而改变载波比N则可以改变谐波的频率，且载波比N越大，谐波频率越高；对于单相SPWM波形中所含的谐波频率为：nvc±kvr；式中：n=1，3,5…时，k=0,2,4…；n=2,4,6…时，k=1,3,5…在上述谐波中，幅值最高影响最大的是角频率为wc的谐波分量；对于三相SPWM波形中所含的谐波频率为：nvc±kvr；式中：n=1，3,5…时，k=3（2m-1）±1，m=1,2，…；n=2,4,6…时，当k=6m+1时，m=0,1，…当k=6m-1时，m=1,2，…在上述谐波中，幅值最高影响最大的是角频率为vc±2vr和2vc±vr的谐波分量。4.15调制比和载波比对PWM逆变器有什么影响？答：通过SPWM的输出电压频谱图和谐波幅值与调制度M的关系图可以看出，频谱的分布不只与调制度M的大小有关，也与载波比N有关。换言之，改变调制度M可以改变基波和谐波的幅值，而改变载波比N则可以改变谐波和频率。由于N越大，谐波频率越高，所需输出滤波器的体积越小，因此，适当提高载波频率可以改善SPWM控制的波形品质。4.16半控型单相全桥电流型方波逆变器可采用哪几种换流方式？试分析这几种换流方式的基本原理及对逆变器所接负载有何要求。答：基于金闸管的半控型逆变器的换流方式可采用强迫换流和和负载换流。强迫换流：设置附加换流电路，给欲关断的金闸管强迫施加反向电压换流称为强迫换流。通常是利用附加电容上的能量实现，也称为电容换流。其对所接负载无要求。负载换流：由负载提供换流电压，当负载为电容性负载时即负载电流超前于伏在电压时可实现负载换流。其所接的负载要求为容性负载。4.17半控型三相全桥电流型变流器中的二极管和电容有何作用？该变流器采用的是哪一种 换流方式？试分析换流过程。答：半控型三相全桥电流型变流器中的二极管的主要作用是为了阻断换流电容间的相互作用；电容起到为强迫换流提供能量而达到快速换流的作用。该变流器采用的是强迫换流方式。换流和过程分析：（结合《电力电子技术》图4-58）0~t1时段，初始恒流供电阶段。上桥臂VT1、VD1导通，直流电流Id通过VT1、VD1和VD2、VT2向U相和W相负载恒流供电，如图4-58（a）所示。此时，VT3承受正向电压。t1~t2时段，换流电容恒流放电阶段。在t1时刻触发VT3，由于此时的VT3承受正向电压，因此VT3导通，此时，换流电容C13通过VT3使VT1承受反压而关断。此时，直流电流Id通过VT1换流到VT3，并通过VT3、VD1和VD2、VT2使C13向U相和W相负载而恒流放电，如图4-58（b）所示。在换流电容电压uc13下降到零以前，VT1一直承受反压，只要反向电压时间大于晶闸管的关断时间，就能保证VT1可靠关断。t2~t3时段，二极管换流阶段。假设逆变器的负载为阻感负载，若t2时刻换流电容电压uc13已经下降到零，此时在U相负载电感的作用下，开始对uc13方向充电。之后uc13使VD3正偏而导通并流过电流iv，此时VD1和VD3同时导通并进入二极管换流过程，如图4-58（c）所示。二极管换流过程中，VD1的电流iu=Id-iv。显然，随着iv的逐渐增大，iu将随着减小，若设t3时刻iu=0，则iv=Id，从何使VD1承受反压而关断，二极管换流过程结束。t3~t4时段，换流后恒流供电阶段。t3时刻以后，换流电容C13反向充电过程结束并为下一次换流电压做好了准备。此时VT3、VD3稳定导通，换流过程结束。直流电流Id通过VT3、VD3和VD2、VT2向V相和W相负载恒流供电，如图4-58（d）所示。以后的过程与上述分析一样，这里不再赘述。4.18为什么逆变电路中晶闸管SCR不适于作开关器件？答：(1)逆变电路中一般采用SPWM控制方法以减小输出电压波形中的谐波含量,需要开关器件工作在高频状态，SCR是一种低频器件，因此不适合这种工作方式。(2)SCR不能自关断。而逆变器的负载一般是电感、电容、电阻等无源元件,除了特殊场合例如利用负载谐振进行换流,一般在电路中需要另加强迫关断回路才能关断SCR，电路较复杂。因此SCR一般不适合用于逆变器中。第五章5.1试画出题5.1图所示电路中负载上的电压和电流波形。答： 5.2题5.1（a）图中，已知电源电压e=380sinωt，电阻R=15Ω，计算U=190V时的电路平均电流。15p/6答：二极管导通区间为30°-150°，I=380sinwtd(wt)=7AT(AV)2pRòp/65.3滤波电路的作用是什么？常用的滤波电路有哪几种？各有何特点？答：交流电经过二极管整流后方向单一，但是大小还是处在不断地变化之中。这种脉动直流一般不能直接给装置供电。要把脉动直流变成波形平滑的直流，还需要再做一番“填平取齐”的工作，这便是滤波。滤波的任务，就是把整流器输出电压或电流中的波动成分尽可能地减小，改造成接近恒定值的直流电。常用的滤波电路有电容滤波电路、电感滤波电路和复式滤波电路。电容滤波电路利用了电容两端电压不能突变的特点，可实现电压平滑。而电感滤波电路则是利用电感两端的电流不能突变的特点，把电感器与负载串联起来，以达到使输出电流平滑的目的。把电容连接在负载并联支路，把电感或电阻连接在串联支路，可以组成复式滤波器，达到更佳的滤波效果。由电感与电容组成的LC滤波器，其滤波效能很高，适用于负载电流较大、要求纹波很小的场合。将电感换成电阻，即成为电阻与电容组成的RC滤波器。这种复式滤波器结构简单，兼有降压、限流作用，滤波效能也较高。5.4《电力电子技术》书中图5-12（a）所示的单相桥式相控整流电路，电感无限大，理想电源u2=U2msinωt。（1）画出α=60°时的负载电流、电源电流、负载电压的波形，并计算电源电流的均方根值和运行的功率因数。（2）若在负载两端反并联一个二极管，画出α=30°时的负载电流、电源电流、负载电压的波形。答：（1）Ud=0.9U2m/1.414*cosα，I2=Id=Ud/R 411i=I(sinwt+sin3wt+sin5wt+L)2dp3541=Idåsinnwt=å2Insinnwtpn=1,3,5,Lnn=1,3,5,LI22l=ncosj=1cosj=cosa»0.9cosa=0.4511Ip（2）5.5晶闸管三相半波整流电路的共阴极接法与共阳极接法，a、b两相的自然换相点是同一点吗？若不是，它们在相位上差多少度？答：不是；相差180度。5.6试推导带大电感性负载的三相半波共阴极相控整流电路的电源电流平均值的表达式。答：根据《电力电子技术》书中图5-15，可推得输出整流电压平均值为5p1+a62U2sinwtd(wt)=1.17U2cosa2pòp+a6311每只晶闸管导通1/3周期，故I=I=1.17Ucosaa(AV)d233R5.7三相半波共阴极相控整流电路由三相220V、50Hz电源供电，带30Ω电阻性负载。计算α=30°时的负载电压的平均值、负载电流平均值、电源电流平均值。p答：U=0.675U[1+cos(+a)]=222.75Vd26Id=Ud/R=7.425AIa=Id/3=2.475A5.8三相半波共阴极晶闸管整流电路，反电动势阻感负载，U2=100V，R=5Ω，电感极大，求当α=30°、E=50V时Ud和Id，并画出ud和iVT1的波形。答：Ud=1.17U2cosα=101VId=(Ud–E)/R=10.2A 5.9分别写出晶闸管单相桥式、三相半波、三相全桥整流电路，负载分别为电阻负载和阻感负载（电感极大）时，触发角的移相范围为多少？答：电阻负载阻感负载（电感极大）晶闸管单相桥式整流电路0-180°0-90°晶闸管三相半波整流电路0-150°0-90°晶闸管三相全桥整流电路0-120°0-90°5.10三相桥式相控整流电路对触发脉冲有什么要求？答：按VT1-VT2-VT3-VT4-VT5-VT6的顺序，相位依次差60°；共阴极组VT1、VT3、VT5的脉冲依次差120°，共阳极组VT4、VT6、VT2也依次差120°；同一相的上下两个桥臂，即VT1与VT4，VT3与VT6，VT5与VT2，脉冲相差180°。5.11三相桥式晶闸管全控整流电路，U2=200V，R=5Ω，大电感负载，当α=30°时，考虑安全裕量，确定晶闸管的额定电压和额定电流。答：Ud=2.34U2cosα=405(V)；Id=Ud/R=81(A)；IdVT1=Id/3=27(A)；IVT1=Id/3=47(A)考虑安全裕量后：额定电压取值范围为6*U2*（2～3）≈979.8V～1469.7V，额定电流取值范围为IVT1/1.57*（1.5～2）≈44.9A～59.9A5.12三相桥式晶闸管全控整流电路，电阻负载，若VT1不能导通，画出此时整流电压ud波形。答：5.13三相桥式晶闸管全控整流电路，由一个220V、50Hz理想三相电压源供电。负载R=10Ω与一个大电感串联，α=60°。计算：（1）平均负载电压和消耗功率。（2）晶闸管的电压和电流额定值（不考虑安全裕量）。答：Ud=2.34U2cosα=257(V)；Id=Ud/R=26(A)；P=Ud*Id=6682W；IVT1=Id/3=15(A)额定电压参考数值为6*U2≈538.9V；额定电流参考数值为IVT1/1.57≈9.6A5.14《电力电子技术》书中图5-23单相桥式半控整流电路中负载两端反并联的二极管有什么作用？答：有续流二极管VDR时，当u2电压降到零时，负载电流经VDR完成续流，晶闸管关断，避免了某一个晶闸管持续导通从而导致失控的现象。同时，续流期间导电回路中只有一个管压降，也有利于降低损耗。5.15变压器漏感对桥式相控整流电路有什么影响？ 答：对于单相全控桥，一个周期内换相两次，由于变压器二次绕组只有一个，因此换相回路只有一个电源电压和一个漏感，换相时四个晶闸管均处于导通状态，输出电压ud=0，电源电压在回路中产生环流ik，换相开始时，绕组中电流为-Id，到环流ik上升到Id时，换流结束。1a+gdik1Id2DU=Ld(wt)=wLdi=XIdòaBò-IBkBdπdtπdπ5.16实现有源逆变必须满足哪些条件？答：1）要有直流电动势，其极性和晶闸管导通方向一致，其绝对值大于变流器直流侧平均电压；2）晶闸管的触发角α＞π//2，使得Ud为负值。5.17什么是逆变失败？逆变失败后有什么后果？形成逆变失败的原因有哪些？答：有源逆变正常运行时，外接的直流电源电压EM与逆变电路输出的平均电压Ud极性相反，通常由于逆变回路的内阻很小，所以外接直流电源电压EM基本由逆变电路的输出平均电压Ud来平衡。若逆变时出现逆变输出电压减小、变零、甚至与直流电源顺极性串联等情况时，就会造成逆变回路过流，造成器件和变压器损坏。这种情况称为逆变失败，也称逆变颠覆。造成逆变失败的原因主要在四个方面：1）晶闸管本身的原因晶闸管发生故障，不能正常导通和关断，会造成交流电源电压与直流电动势顺向串联，造成逆变失败。2）交流电源的原因交流电源缺相或突然消失，此时交流侧由于失去与直流电动势极性相反的交流电压，使直流电动势通过晶闸管形成电路短路。3）触发电路的原因触发电路工作不可靠，不能适时、准确地给各晶闸管分配脉冲，致使晶闸管不能正常换相，使交流电源电压与直流电动势顺向串联，形成短路。4）逆变角β太小若换相的裕量角不足，也会引起换相失败。5.18三相半波共阴极相控整流电路工作在有源逆变状态时，若某个触发脉冲丢失会出现何种现象？试分析具体工作过程。答：发生逆变失败。在ωt1时刻，触发电路应对晶闸管VT3提供触发脉冲uG3，则VT3导通，VT2关断承受反压而关断，实现正常换流。若由于某种原因造成uG3丢失，则VT3无法导通，而VT2继续导通到正半波。到ωt2时刻，由于此时ub＞ua，VT1虽然有触发脉冲uG1，但承受反压而无法导通。输出电压ud为正值，和直流电动势同极性，造成短路。 5.19将脉冲调制技术应用于整流电路中有何意义？答：无论是不控整流电路，还是相控整流电路，功率因数低都是难以克服的缺点。而且网侧电流包含多次谐波，导致线路阻抗产生谐波压降，使原为正弦的电网电压也发生畸变；谐波电流还会对电网负载造成不良影响，使线路和变压器过热，造成设备损坏。PWM整流电路是采用PWM控制方式和全控型器件组成的整流电路，它能在不同程度上解决传统整流电路存在的问题。把逆变电路中的SPWM控制技术用于整流电路，就形成了PWM整流电路。通过对PWM整流电路进行控制，使其输入电流非常接近正弦波，且和输入电压同相位，则功率因数近似为1，因此PWM整流电路也称单位功率因数变流器。5.20以BoostAPFC的PWM整流电路为例，简述单相有源功率因数校正电路的基本原理。答：交流输入电压经二极管桥式不控整流后，再经过DC/DC变换，通过相应的控制使输入电流平均值自动跟随整流电压基准值，可获得较高的网侧功率因数，并保持输出电压稳定。APFC电路有两个反馈控制环：输入电流环使DC/DC变换器输入电流为全波整流波形，并且与全波整流电压波形相位相同；输出电压环DC/DC变换器使输出端为一个直流稳压源，达到直流电源的稳压效果。5.21简述桥式PWM整流电路的基本原理。答：按照正弦信号波和三角波相比较的方法对H桥中的V1~V4进行SPWM控制，就可以在桥的交流输入端ab产生一个SPWM波uab，uab中含有和正弦信号波同频率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波载波有关的频率很高的谐波，不含有低次谐波。uab与电网的正弦电压us共同作用于输入电感L上，产生正弦输入电流is。us一定时，is幅值和相位仅由uab中基波幅值及其与us的相位差决定，通过控制整流器交流侧的电压uab的幅值和相位，就可获得所需大小和相位的输入电流is。5.22简述同步整流电路的基本原理。答：在DC-AC-DC的直流变换电路中，其输出端整流电路属于高频整流电路，输出为正负对称的方波。当输出为低压大电流时，二极管的导通损耗会大大影响电路的输出效率。相对而言，低压大电流的PowerMOSFET的导通压降却相对低的多，采用低压PowerMOSFET作为整流器件可提高电路效率。此时PowerMOSFET将工作在正向阻断而反向导通状态，其驱动电压波形应与输入电压同步，这便是同步整流名称的由来。第六章6.1试说明什么是AC-AC变换器？答：AC-AC变换，即是把一种形式的交流电变换成另一种形式的交流电，它可以是电压幅值的变换，也可以是频率或相数的变换，能实现这种变换的电路称为AC-AC变换器或AC-AC变换电路。6.2AC-AC变换器可以分为哪几类？各类型可以实现什么功能？答：根据变换参数的不同，AC-AC变换电路可以分为交流调压电路、交流电力控制电路和交－交变频电路。交流调压电路一般采用相位控制，可以维持频率不变，仅改变输出电压的大小。交流调功电路采用通断控制，一般在交流电压的过零点接通或关断，加在负载上是整数 倍周期的交流电，在接通期间负载上承受的电压与流过的电流均是正弦波，与相位控制相比，对电网不会造成谐波污染，仅仅表现为负载通断。交流电子开关一般也采用通断控制，用来替代交流电路中的机械开关，主要用于投切交流电力电容器以控制电网的无功功率。交—交变频电路也称直接变频电路(或周波变流器)，可以实现不通过中间直流环节把某一频率（如电网频率）的交流电直接变换成不同频率的交流电，包括相控式交－交变频电路和PWM交－交变频电路。另外还有一种变频电路称交－直－交变频电路，它是先把交流整流成直流，再把直流逆变成另一种频率或可变频率的交流，需要通过直流中间环节，这种变频电路也称间接变频电路。6.3与间接变频电路相比，直接变频电路有什么区别？答：交—交变频电路也称直接变频电路(或周波变流器)，是不通过中间直流环节把某一频率（如电网频率）的交流电直接变换成不同频率的交流电的变换电路，包括相控式交－交变频电路和PWM交－交变频电路。与间接变频电路相比，只用一次变流，效率较高；可较方便的实现四象限工作。低频时输出波形接近正弦波。但是接线复杂；受电网频率和变流电路脉波数的限制，输出频率较低，如其中的相控式交交变频电路只能实现降频而不能升频，电网频率为50Hz时，交交变频电路的输出上限频率约为20Hz；输入功率因数较低，输入电流谐波含量大。但是近年来出现的矩阵变换电路这种直接变频电路，除具有能量直接传递，体积小，效率高的优点外，可获得正弦波形的输入电流和输出电压，波形失真度小；输入功率因数可任意调节，与负载功率因数无关；能量可双向传递，非常适合四象限运行的交流传动系统；控制自由度大，且输出频率不受输入电源频率的限制。6.4在交流调压电路中，实现输出电压可控为什么要满足控制角大于负载功率因数角？-qtgj答：sin(a+q-j)=sin(a-j)e6-7由式6-7得，当jIo，t0时刻，开关管VTS关断，Lr和Cr发生谐振，iLr对Cr充电，Cr上的电压上升，在t1时刻，uCr达到Ui，iLr达到峰值，随后iLr继续向Cr充电，直到t2时刻iLr=Io，uCr达到谐振峰值，接着，uCr向Lr和L放电，iLr降低，到零后反向，直到t3时刻uCr=Ui，iLr达到反向谐振峰值，开始衰减， uCr继续下降，t4时刻，uCr=0，VTS的反并联二极管VDS导通，uCr被箝位于零。（2）t4~t0阶段，电感充电阶段。t4~t5阶段，负载电流一部分经VDS续流，iLr线性上升，VTS两端电压被箝位在零，在这段时间内开通VTS，VTS零电压开通，电流iLr继续线性上升，t5时刻，iLr=Io，直到t0时刻，VTS再次关断。t4~t0阶段，直流母线电压被箝位成零，若这时逆变桥内开关管换相，则也是零电压开通或关断。7.12逆变器的谐振直流环节实现软开关的原理是什么？其优缺点是什么？试分析图7-10电路中VTs存在的必要性。答：谐振直流环节逆变器由三部分组成：电压源、LC谐振槽路和三相逆变器。输入电能在刘翔逆变桥之前必须先通过LC谐振槽路。这样输入到逆变桥的电压不再是直流电压，而变为频率较高的谐振脉冲电压，该谐振脉冲电压周期性在谐振最大值和零点之间振荡，产生周期性的零电压时段，为之后的逆变桥创造了零电压通断条件。其中，若想使写真电容C两端电压能够周期性回零，需要为LC谐振槽路补充能量来补偿电路中的损耗。具体做法就是在LC谐振槽路振荡前，使得电感L中储存足够的能量，这样就可以使LC振荡为等幅振荡。VTs就是为了这个作用而设置的。每当谐振电容电压到零点后，开通VTs，使得谐振电容电压被箝位在零值，谐振电感电流按指数增长。当谐振电感电流增加到预充电阀值时，关断VTs，这是LC谐振槽路开始振荡。初始时刻电感中储存的能量能保证谐振电容电压可靠谐振回零。这样在谐振电容电压每次回零后，再次导通VTs，对电感进行预充磁，使得振荡过程中损耗的能量可以补充，也使得电容电压的等幅振荡能持续进行，为逆变桥创造所需要的零电压时段。优点：通过谐振，为逆变器创造了零电压通断条件，减少了逆变器的开关损耗。缺点：电压谐振峰值很高，增加了对开关器件耐压的要求。另外逆变器增加了一个LC写真电路。7.13以Boost变换器为例，说明零电压转换PWM变换器的工作原理。与零电压开关PWM变换器相比，在特性上有何改进？答：零电压转换PWMBoost变换器的电路拓扑如图7-20(a)所示，为了简化分析，假设输入滤波电感足够大，输入电流看成是理想的直流电流源Ii，同时，假定输出滤波电容足够大，输出电压看成是理想的直流电压源Uo。一个开关周期内存在8个不同的工作阶段，其主要工作波形如图7-19(b)所示，各阶段工作过程分析如下：uG0uG1t0tuCrtiVTsIi0tiLrIiiVDs0tuVDUoiVDt0tt0t1t2t3t4t5t6t7t8t9t10（a）电路拓扑（b）主要工作波形图7-20零电压转换PWMBoost变换器的电路拓扑与工作波形 （1）t0~t1阶段，谐振电感充电阶段，电流路径示意图如图7-21(a)所示。t0以前，主开关VTS和辅助开关VTS1断态，二极管VD导通。t0时刻，VTS1导通，电感Lr中电流线性上升，VD中的电流线性减小，t1时刻iLr达到Ii，VD中的电流下降到零，VD在软开关下关断。（2）t1~t2阶段，谐振阶段，电流路径示意图如图7-21(b)所示。t1时刻，iLr达到Ii，VD中的电流下降到零，VD关断，Lr、Cr开始谐振，Cr中的能量开始向Lr转移，iLr继续增大，uCr开始下降，t2时刻，iLr达到峰值，uCr下降到零。（3）t2~t3阶段，iLr续流阶段，电流路径示意图如图7-21(c)所示。t2时刻，iLr达到峰值，uCr下降到零，随后VDS导通给iLr续流并维持峰值，uCr维持零，直到t3时刻VTS1关断。（a）谐振电感充电阶段（b）谐振阶段（c）iLr续流阶段（d）谐振电感放电阶段（1）（e）谐振电感放电阶段（2）（f）储能电感充电阶段LVDVDSCrLrVDUVTS1CRiVTS1（g）谐振电容充电阶段（h）能量传输阶段图7-21ZCS-PWMBoost变换器工作过程分解（4）t3~t4阶段，谐振电感放电阶段（1），电流路径示意图如图7-21(d)所示。t3时刻，VTS1关断，VD1导通，iLr和VDS中的电流开始下降，t4时刻，VDS中的电流下降到零，第4阶段结束。t2~t4时间段内，VTS反并联二极管VDS在导通，这时开通VTS，VTS零电压导通。（5）t4~t5阶段，谐振电感放电阶段（2），电流路径示意图如图7-21(e)所示。t4时刻，VDS中的电流下降到零，随后VTS开始导通，iVTs增大，iLr减小，t5时刻，iVTs等于Ii，iLr下降到零。（6）t5~t6阶段，储能电感充电阶段，电流路径示意图如图7-21(f)所示。t5时刻，iLr下降到零，iVTs上升到Ii，随后VTS为输入电流提供续流回路。该状态维持到t6时刻，VTS关断。 （7）t6~t7阶段，谐振电容充电阶段，电流路径示意图如图7-21(g)所示。t6时刻，VTS在谐振电容的作用下软关断（广义），随后谐振电容两端电压uCr即VTS两端电压线性上升，t7时刻，uCr上升至Uo，随后VD导通。（8）t7~t8阶段，能量传输阶段，电流路径示意图如图7-21(h)所示。t7时刻，VD导通，uCr电压被箝在Uo，直到t8时刻，VTS1导通，进入下一个工作周期。与零开关变换器相比具有更突出的优点：①辅助电路只是在开关管开关时工作，其他时候不工作，同时，辅助电路不是串联在主功率回路中，而是与主功率回路相并联，从而减小了辅助电路的损耗，使得电路效率有了进一步提高；②辅助电路的工作不会增加主开关管的电压和电流应力，主开关管的电压和电流应力很小，与常规的PWM变换器的电压和电流应力一样；③由于辅助谐振电路与主开关并联的，因此输入电压和负载电流对电路的谐振过程的影响很小，电路在很宽的输入电压范围内并从零负载到满载都能工作在软开关状态。这是它零开关PWM变换器的根本区别，这也使得软开关技术在中大功率变换器中的应用成为可能。7.14实现零电压开通的软开关变换器在实现主开关管零电压开通时能否实现软关断？实现零电流关断的软开关变换器在实现零电流关断时能否实现软开通？试以零电压转换(ZVT)PWM变换器为例进行分析说明。答：可以。零电压转换PWMBoost变换器的电路拓扑如图7-20(a)所示，为了简化分析，假设输入滤波电感足够大，输入电流看成是理想的直流电流源Ii，同时，假定输出滤波电容足够大，输出电压看成是理想的直流电压源Uo。一个开关周期内存在8个不同的工作阶段，其主要工作波形如图7-19(b)所示，各阶段工作过程分析如下：uG0uG1t0tuCrtiVTsIi0tiLrIiiVDs0tuVDUoiVDt0tt0t1t2t3t4t5t6t7t8t9t10（a）电路拓扑（b）主要工作波形图7-20零电压转换PWMBoost变换器的电路拓扑与工作波形（1）t0~t1阶段，谐振电感充电阶段，电流路径示意图如图7-21(a)所示。t0以前，主开关VTS和辅助开关VTS1断态，二极管VD导通。t0时刻，VTS1导通，电感Lr中电流线性上升，VD中的电流线性减小，t1时刻iLr达到Ii，VD中的电流下降到零，VD在软开关下关断。（2）t1~t2阶段，谐振阶段，电流路径示意图如图7-21(b)所示。t1时刻，iLr达到Ii，VD中的电流下降到零，VD关断，Lr、Cr开始谐振，Cr中的能量开始向Lr转移，iLr继续增大，uCr开始下降，t2时刻，iLr达到峰值，uCr下降到零。（3）t2~t3阶段，iLr续流阶段，电流路径示意图如图7-21(c)所示。t2时刻，iLr达到峰值，uCr下降到零，随后VDS导通给iLr续流并维持峰值，uCr维持零，直到t3时刻VTS1关断。 （a）谐振电感充电阶段（b）谐振阶段（c）iLr续流阶段（d）谐振电感放电阶段（1）（e）谐振电感放电阶段（2）（f）储能电感充电阶段LVDVDSCrLrVDUVTS1CRiVTS1（g）谐振电容充电阶段（h）能量传输阶段图7-21ZCS-PWMBoost变换器工作过程分解（4）t3~t4阶段，谐振电感放电阶段（1），电流路径示意图如图7-21(d)所示。t3时刻，VTS1关断，VD1导通，iLr和VDS中的电流开始下降，t4时刻，VDS中的电流下降到零，第4阶段结束。t2~t4时间段内，VTS反并联二极管VDS在导通，这时开通VTS，VTS零电压导通。（5）t4~t5阶段，谐振电感放电阶段（2），电流路径示意图如图7-21(e)所示。t4时刻，VDS中的电流下降到零，随后VTS开始导通，iVTs增大，iLr减小，t5时刻，iVTs等于Ii，iLr下降到零。（6）t5~t6阶段，储能电感充电阶段，电流路径示意图如图7-21(f)所示。t5时刻，iLr下降到零，iVTs上升到Ii，随后VTS为输入电流提供续流回路。该状态维持到t6时刻，VTS关断。（7）t6~t7阶段，谐振电容充电阶段，电流路径示意图如图7-21(g)所示。t6时刻，VTS在谐振电容的作用下软关断（广义，电容电压上升相对于电流下降是缓慢的），随后谐振电容两端电压uCr即VTS两端电压线性上升，t7时刻，uCr上升至Uo，随后VD导通。（8）t7~t8阶段，能量传输阶段，电流路径示意图如图7-21(h)所示。t7时刻，VD导通，uCr电压被箝在Uo，直到t8时刻，VTS1导通，进入下一个工作周期。从以上分析内容可以看出，电路中VTS零电压开通，又因为电容的作用，所以可以实现软关断。 7.15试分析移相全桥ZVS-PWMDC/DC变换器的工作原理和实现软开关的条件。并作出流过变压器原边的电流波形和变压器原边电压波形以及变压器副边整流电压的波形。答：工作原理：移相控制ZVS-PWM全桥变换器电路拓扑如图7-24所示，图中VT1、VT2的控制信号分别超前VT4、VT3的控制信号一个相位角j，VT1、VT2构成的桥臂称超前桥臂，VT4、VT3构成的桥臂称滞后桥臂。图7-24移相全桥ZVS－PWMDC/DC变换器的主电路拓扑为了分析方便，假设：（1）所有开关管、二极管均为理想器件；（2）所有电感、电容和变压器均为理想元件；（3）C1=C2=C3=C4=C2（4）L>>Lr/n，n为变压器原副边匝比。图7-25移相控制ZVS－PWMDC/DC全桥变换器主要工作波形（a）超前臂谐振阶段（b）续流阶段（c）滞后臂谐振阶段（d）能量回馈阶段 （e）电流反向增大阶段（f）能量传输阶段图7-26移相控制ZVS－PWMDC/DC全桥变换器工作过程分解在一个开关周期中，移相控制ZVS-PWM全桥变换器有12个工作阶段，图7-25给出该变换器的工作波形，图7-26给出前半开关周期各阶段电流路径示意图。各阶段工作过程分析如下：（1）t0~t1阶段，超前臂谐振阶段，电流路径示意图如图7-25(a)所示。t0之前，VT1、VT4导通，uAB为+Ui，t0时刻，VT1关断，变压器原边电流ip从VT1转移到C1、C2支路，这22时Lr与L（注意：折算到原边的值为nL）串联和C1、C2开始谐振，由于nL足够大，ip基本不变，因此谐振过程C1两端电压线性增大，C2两端电压线性减小，直到t1时刻，C1两端电压增大到Ui，C2两端电压减小到零，VD2导通，谐振过程结束。（2）t1~t3阶段，续流阶段，电流路径示意图如图7-25(b)所示。t1时刻，C1两端电压增大到Ui，C2两端电压减小到零，VD2导通，将VT2两端电压箝位成零电压，t2时刻开通VT2，则VT2零电压开通，这时由负载电流（恒流）折算到变压器原边的电流ip经VT4、VD2续流，uAB为零，变压器副边电流路径不变，直到t3时刻，VT4关断。注意，若负载不是恒流源，变压器原边电流在这一阶段将开始下降，VD5、VD6将开始换相。（3）t3~t4阶段，滞后臂谐振阶段，电流路径示意图如图7-25(c)所示。t3时刻，V4关断，变压器原边电流ip从VT4转移到C3、C4支路，这时Lr和C3、C4开始谐振，谐振过程C4两端电压增大，C3两端电压减小，由于VT4的关断，使得变压器原边电流下降，副边VD5、VD6将开始换相，变压器副边相当于短路，因此L不参与谐振。直到t4时刻，C4两端电压增大到Ui，C3两端电压减小到零，VD3导通，谐振过程结束。（4）t4~t6阶段，能量回馈阶段，电流路径示意图如图7-25(d)所示。t4时刻，C4两端电压增大到Ui，C3两端电压减小到零，VD3导通，这时变压器原边漏抗中储存的能量经VD2、VD3回馈到输入电源，t5时刻开通VT3，由于VD3导通将VT3两端电压箝位成零，因此VT3零电压开通，直到t6时刻，变压器原边电流ip下降到零。（5）t6~t7阶段，电流反向增大阶段，电流路径示意图如图7-25(e)所示。t6时刻，变压器原边电流ip下降到零，电源经过V3、V2将Ui加到变压器原边，由于变压器副边换相短路，变压器原边电流ip将以Ui/Lr的速率增加，t7时刻ip上升到等于负载电流，副边换相结束，VD5关断。（6）t7~t8阶段，能量传输阶段，电流路径示意图如图7-25(f)所示。t7时刻ip上升到等于负载电流，副边换相结束，VD5关断，电源Ui将经过VT3、VT2、变压器和VD6向负载传2输能量，这一阶段变压器原边电流仍增加，增加速率为(Ui-nUo)/(Lr+nL)，直到t8时刻，VT2关断，随后进入下一个半周期。为了实现零电压开通需满足两个条件：①谐振电路本身(参数与状态)应保证能通过谐振使导通管结电容完全放电；②驱动信号必须在导通管结电容完全放电（两端电压降为零）后给出，即同一桥臂的导通与关断信号之间的间隔应大于相应结电容的充放电时间。7.16移相控制ZVS-PWM全桥变换器实现零电压开通时超前桥臂和滞后桥臂谐振过程相同吗？为什么？ 答：基本原理相同。谐振路径有所不同。以图7-24为例说明如下：2超前臂谐振阶段，由Lr与L（注意：折算到原边的值为nL）串联和C1、C2构成谐振2回路，由于nL足够大，ip基本不变，因此谐振过程C1两端电压线性增大，C2两端电压线性减小，直到t1时刻，C1两端电压增大到Ui，C2两端电压减小到零，VD2导通，谐振过程结束。滞后臂谐振阶段，由Lr和C3、C4构成谐振回路，谐振过程C4两端电压增大，C3两端电压减小，由于VT4的关断，使得变压器原边电流下降，副边VD5、VD6将开始换相，变压器副边相当于短路，因此L不参与谐振。直到t4时刻，C4两端电压增大到Ui，C3两端电压减小到零，VD3导通，谐振过程结束。VT1VT3VD1VD3C1C3VD5CLT*UiA*iPLr*+RLVD6BCC2C4VTVD2VD44VT2D图7-24移相全桥ZVS－PWMDC/DC变换器'