《射频通信电路》习题答案全.pdf 44页

'第一章1-11S==−16dB=.01586.0×21+(×66.67)210将f=f±100kHz及f=640kHz代入00得Q=20f0640BW===32kHz3dBQ2001-211（1）L===.453μHω2C2(π×107)2×56×10−120f010Q0===66.67BW3dB.01511S===.0124=−18.13dB22⎛(2f−f0)⎞⎛6.0×2⎞1+⎜⎜Q0⎟⎟1+⎜×66.67⎟f⎝10⎠⎝0⎠（2）当BW=300kHz时3dBf010Q===33.33eBW3.03dB回路谐振电导1ω0C2π×107×56×10−12G====10.55×10−5（s）eρQQ33.33ee回路空载谐振电导1ω0C2π×107×56×10−12G====.527×10−5（s）0ρQQ66.6700并联电导G=G−G=(10.55−.527)×10−5=.528×10−5（s）e011并联电阻R===189.KΩG−5.528×10L2L31-312L1==.206μH22(πf1)C1v1C2C31L2==2.74μHC1L12(2πf2)C2v31L3==.068μH2’22(πf3)C31-4xxfff0f0 11(a)f=(b)f=002πLC2πLC11(c)f=(d)f=112πC(L1+L2)2πLC211f2=f2=2πCL1C1C22πLC1+C21-5由于回路为高Q，所以回路谐振频率11f0≈==4655.kHz2πLC2π300×10−12×390×10−6回路的损耗电阻 L3−6ω02π×4655.×10×390×10r===114.ΩQ0100回路的谐振阻抗2RP=r1(+Q0)=114KΩ考虑信号源内阻及负载后回路的总谐振阻抗为RΣ=RS||RP||RL=42KΩ回路的有载Q值为3RΣ42×10Q===37eρ2πfL0通频带f04655.BW3dB===12.56kHzQe37在Δf=10kHz处的选择性为：11S===.0532→−.547dB22⎛2Δf⎞⎛20⎞1+⎜⎜Qe⎟⎟1+⎜37×⎟f⎝4655.⎠⎝0⎠1-611回路特性阻抗ρ===159Ω7−122πf0C2π×10×100×10回路谐振阻抗RP=ρQ=159×100=159.kΩ22P21P1由=+可求得P=.03362RLRPRS"RS128.信号源内阻RS折合到回路两端为：RS=2=2=20kΩP1)8.0("RL1负载电阻RL折合到回路两端为：RL=2=2=.886kΩP2.0(336)回路总谐振阻抗R为Σ1111111=++=++=.00629+.005+.0112=.0226ms""159.20.886RΣRPRSRL即R=.443kΩΣ3回路有载Q值为RΣ.443×10Qe===278.ρ159f6回路的通频常010×10BW3dB===.0359MHzQe278.1-7ff6由于0010BW3dB=所以回路有载Qe==3=50QeBW3dB20×10回路谐振时的总电导为11G===0.02ms（即R=50KΩ)Σ6−6Σω0LQe2π×10×159×10×50回路的空载电导为 1G==0.01ms（即R=100K）pPωLQ00信号源内阻折合到回路两端的电导值为"G=G−G=0.01msSΣp由于G"=P2G，所以电容接入系数为：SSG"−32S.001×10P===.001⇒P=1.0G−3S1011回路总电容C===159PF262−6ω0L.6(28×10)×159×101ωC2CC∵接入系数P==所示C2==1590PF1CP2ωCC1591−P=，所以C==176PF1C19.01-8C"=C+C=40PF220因此回路的总电容为C1⋅C"220×40C=C+=5+=183.PFΣiC+C"20+4012回路谐振频率117ω===26×10rad/s0LC8.0×10−6×183.×10−12Σ回路的空载谐振阻抗为7−6R=ρQ=ωLQ=26×10×8.0×10×100=209.kΩP000C11电阻R对回路的接入系数为P==0C+C"312考虑了R与R后的谐振阻抗R为i0Σ122()111P113=++=++=.017ms(5.9kΩ)RRRR209.105ΣPi0回路有载品质因数为RΣ1Q==≈28e−3ρωL×.017×1007ω026×107回路通频常BW===0.93×10rad/s=1.48MHz3dBQ28e1-9C1设回路的空载Q=∞，设P为电容接入系数P=，由于有最大功0C1+C2率传输， R∴LR=→P=.0333SP2f0∵BW=→Q=103dBeQeRRΣL∵Q=→R=R||=5.4kΩeΣSωLP20RΣ5.4×103可得：L===.448μHωQ2π×16×106×100eC1⋅C211C====22PFΣC+Cω2L2(π×16×106)2×.448×10−6120CΣ22C===66PF2P.0333C=33PF11-10ff10900BW=→Q===40,3dBeQBW25×106e3dBRi50∵Qe=→XCΣ==.125XCΣ402则必有X<.125，由R与C组成的并联支路Q大于4以上，则Q>>1，C222此题可用高Q计算。接入系数C1R21P=，由题意有=50，∵R=5，所以P==.031622C1+C2P10R2"R2/P250Q==→L==.0199nHeωLωL2π×109×400011C===127PFΣ292−9ω0L2(π×10)×.0199×10C1⋅C2及C1由CΣ=P=求得：C2=4019.PF，C1=1857.PFC1+C2C1+C2R1||R2308.×103Q===38eωL"811011-120.1μH在100MHz时的阻抗为X=ωL=2π×108×1.0×10−6=628.ΩL0由于输入阻抗R=50Ω，大于放大器串联输入电阻10Ω，所以采用的i匹配网络应是将串联的10Ω化为并联的50Ω。50匹配网络的Q值为Q=−1=210 当Q=2时要求与r=10串联的电抗值为x=r⋅Q=10×2=20ΩfLORF本振f=88+107.=987.MHz，f=108+107.=1187.MHzL低L高1187.复盖系数k==2.1987.若ff时LORF镜像频率：f=88+107.×2=1094.MHzM低f=108+107×2=1294.MHzM高不落在信号频带内当ff时，必须使f+2f>fL0RFRF低IRF高当f0igm==⎨CdvBE⎪⎩0v≤0BE∴g(t)=2aVcosωt⋅S(ωt)L0L01L01g(t)=aVcosωt且g=aV1L0L0fcL02vBEgmgm(t)vBEtvL 免费考研论坛bbs.freekaoyan.comt中频电流i=g⋅Vcos(ω−ω)tIFfcRFL0RF设中频负载电阻为RIFV1IFA==gR=aVRVfcIFL0IFV2RF16-7当V=V时，时变跨导波形如图示。Q1m2igmgm(t)gDggDDVQvv–V10π5π2πωt21m33v1tπ113g=gdωt=g02π∫−πD3D3π132gD⎛π⎞gn=∫−πgDcosnωtdωt=sin⎜n⎟πnπ⎝3⎠3g∞D21⎛π⎞∴gm(t)=+gD∑sin⎜n⋅⎟cosnω1t3πn=1n⎝3⎠⎛122⎞当VQ=0时，gm(t)=gD⋅S1(ω1t)=gD⎜+cosω1t−cos3ω1t+?⎟⎝2π3π⎠当VQ=V1m时，gm(t)=gD为常数，不能实现频谱搬移功能。6-8（1）混频v(t)=v(t)，v(t)=v(t)1L2RF输出电流频谱：ω±ω，3ω±ω，(2n+1)ω±ω，LRFLRFLRF滤波器中心频率为ωIF=ωL−ωRF，带宽与信号vRFt)(相同。（2）双边带调制v(t)=v(t)，v(t)=vt)1C2Ω输出电流频谱：ω±Ω，3ω±Ω，2(n+)1ω±Ω，CCC滤波器中心频率为ω，带宽2Ω，C（3）双边带信号解调 免费考研论坛bbs.freekaoyan.comv(t)=v(t)，v(t)=v(t)，1r2S输出电流频谱：Ω，2ω±Ω，4ω±Ω，…2nω±ΩCCC输出滤波器为低通，带宽。BW≥Ω。6-11g(t)波形如图6-11示。m∂i⎛v⎞⎛1⎞g=D=2I⎜1−GS⎟⎜−⎟m∂vDSS⎜V⎟⎜V⎟GS⎝GS(off)⎠⎝GS(off)⎠其中V(t)=−V+VcosωtGGGG0LmL11（1）当V=V，V≤|V|时，GG0GS(off)LmGs(off)222IDSS⎛⎜VGG0VLm⎞⎟g(t)=−1+−cosωtm⎜L⎟VVVGS(off)⎝Gs(off)GS(off)⎠变频跨导为g(t)中基波分量的一半，所以mIDSSg=Vfc2LmVGS(off)（2）当V=|V|，V≤|V|时，g(t)波形如图6-11（b）示，为半个余弦波，GG0GS(off)LmGS(off)m2IDSSg(t)=−⋅Vcosωt⋅S(ωt)。m2LmL1LVGS(off)IDSS其中g(t)的基波分量幅度为g=V，因此变频跨导为mm12Lm|V|GS(off)11I1IDSSDSSg=g=×V，当V=|V|时，则g=fcm12LmLmGS(off)fc22|V|2|V|GS(off)GS(off)6-12g(t)波形如图6-12。 免费考研论坛bbs.freekaoyan.com22π13（a）g=g⋅cosωtdωt=0，所以变频跨导g=g=0m12π∫πDLLfc2m13（b）g(t)=g⋅S(ωt)+gS(ωt+π)mD1Lr1L22基波分量幅度为：g=g⋅−gm1Drππ119所以变频跨导为g=g=(g−g)=gfcm1Drr2ππ波形如下所示：6-14可用列回路方程法求出电流i与i12v+vv−vLSLS（a）i=⋅S(ωt)，i=⋅S(ωt)D11LD21L2R+R2R+RLDLD2vSi=i−i=⋅S(ωt)，v=iRD1D22R+R1L0LLD（b）当vL>0时包含二极管D1，D2的回路方程分别为：v+v+(i−i)R−iR=0（1）LSD2D1LD1D−v+v+(i−i)R+iR=0（2）LSD2D1LD2D2vS（1）+（2）得i−i=−⋅S(ωt)D2D11L2R+RLD∴v=−(i−i)⋅R0D2D1L（c）二极管D1与D2不同时导通v+vLS当vL(t)>0时，iD1=⋅S1(ωLt)，iD2=0R+RLD−v+vLS当vL(t)<0时，iD2=S1(ωLt+π)，iD1=0R+RLDRLv=(i−i)R=[v(t)S(ωt)+v]0D1D2LR+RS2LLLD6-15设初级线圈两端电压为v，则次级线圈两端电压v=v=vRFs1s2RF 免费考研论坛bbs.freekaoyan.comv+v−v+vRFLRFLi=⋅S(ωt),i=S(ωt)D11LD21L2R+R2R+RLDLD输出电流：2vRF(t)VRF⎡122⎤i=i−i=S(ωt)≈cosωt+cosωt−cos3ωt+?ID1D22R+R1LRs⎢2πL3πL⎥LDL⎣⎦VRF中频电流为：i=cos(ω−ω)tIFL0SπRL21VRF中频输出功率为P=×IF22πRL2v(t)RF输入端电流为i=i−i=S(ωt)iD1D21L2R+RLD1VRF输入端的射频信号电流分量：i≈×cosωtSS2RL21⎛1VRF⎞1VRF输入射频信号功率为P=IV=×⎜×⎟×V=RFSRF⎜⎟RF22R4R⎝L⎠L2PπRF变频损耗L==≈9.6（dB）MP2IF6-17（1）外差式接收机的混频器中由于混频器的非线性、信号与本振会产生众多的组合频率：|±pf±qf|，当这些组合频率落在中频带宽内，即会与信号中频经检波后产生哨叫。即Lspf−qf=f±F或−pf+qf=f±F，即会产生频率为F的哨叫声。可以分析，LsILsI当f=931kHz时，f=931+465=1396kHz，而sL|f−2f=||1396−2×931|=466kHz。因此产生了F=1kHz的叫声，它是由混频器的Lsp+q=1+2=3次方项引起的。（2）接收fs=550kHz时，本振fL=550+465=1015kHz，由于fM−fL=1480−1015=465kHz，所以fM=1480kHz是fs的镜象频率。（3）当fs=1480kHz时，fL=1480+465=1945kHz而f−2f=1945−2×740=465kHz，这是由混频器的三次方项引起的寄生通道干扰。LM6-18（1）当fM=702kHz作为干扰台时，要对信号fs形成干扰，必定有：p(f+f)−qf=±f，即信号频率与干扰频率的关系满足SIMI(−p±)1qf=f+fSIMpp当p=1，q=2时，有fS=702×2=1404kHz，收听此台时会听到fM=702的信号，它是由混频器的三次方项产生的寄生通道干扰。当p=1，q=3时，f=−2f+3f=−2×465+3×702=1176kHzSIM当收听频率为1170kHz电台信号时，702的三次谐波作为它的镜象频率干扰信号电台的收听，它是由混频器的四次方项引起的。 免费考研论坛bbs.freekaoyan.comp(p±)1（2）同理fM=fs+fI，当fS=600kHz时qqp=1,q=1，f=f+2f=600+930=1530kHz，作为信号的镜象频率MSI1p=1,q=2，f=f+f=300+465=765kHz，干扰信号的2次谐波与本振信号在混MSI2频器中产生的组合频率落在中频通常内对信号形成干扰，由混频器的三次方引起。6-19（1）∵fM=350kHz，2fM−fL=2×350−500=200=fI，干扰信号通过混频器的三次方项与本振电压产生了中频输出。（2）当混频器的输入为v=v+v+v，由混频器件的四次方项产生了交叉调制失真，beSLM422即在dv中含有一项为：12dv⋅v⋅v=3dV⋅V⋅V⋅cos(ω−ω)t+?，交叉调制失besLMSmLmMLS2真项的振幅为3dVVV，干扰信号的幅度变化转移到了输出中频信号的幅度上。SmLmM（3）由于混频器的干扰信号均通过三次方项及三次方以上产生组合的中频频率，场效应管由于只含二次方项，因此，除了镜象频率干扰外，理论上不会产生组合干扰的影响。6-20干扰信号f、f均不会与本振信号作用产生中频信号，但它们的三阶互调分量会M1M2与本振信号混频产生中频，即f−2(f−f)=23−2(×196.−19)2.=3MHz=fLM1M2I它是通过混频器的四次方项产生的。 第七章7-2（a）不能振（b）能振，互感耦合LC振荡器（c）不能振11（d）若满足条件ω=<ω=，则能振，且振荡频率范围为ω<ω<ω121osc2LCLC1122（e）若考虑晶体管BE间的极间电容，则为电容三点式振荡器。11（f）能振，当ω=<ω=时，振荡频率ω>ω12osc2LCLC1122当ω>ω时，振荡频率ω>ω12osc17-4（1）正常，起振过程，晶体管放大器从小信号线性工作状态过渡到大信号非线性状态，i和eib的直流分量Ie=和Ib=均增大，所以VB↓，VE↑，且使VBE减少。（2）∵VBE=VB–VE=0.3V，放大器工作在C类状态，晶体管在振荡输出的一个周期内有时是截止的，所以E点为余弦脉冲，而B点为经回路选频后的基波反馈电压，因此B点为正弦波。（3）C点波形为正弦波迭加一直流。7-3f,f之间大小关系任意，当f>max(f,f)时，此电路为电容三点式振荡器，且振0102030102荡频率位于max(f,f)1ωLQ+25r00eL其中ω0L==100Ω，从上式可求出Q0的最小值为Qmin>1.55C111167-9（1）fq===.10025819×10Hz2πLC2π4×3.6×10−15qq11116（2）f===.1004159×10Hzp2πC⋅C2π3.6×10−15×2×10−12q0L4×q−15−12C+C3.6×10+2×10q0f−f=.15778kHzpq1Lq144（3）Q===25×10−15rqCq1003.6×10212回路总的谐振阻抗R=rQ=.625×10ΩpqCq−3外电路的接入系数P==.314×10C+C0q26输出谐振电阻为R=PR=62×10Ωep 7-127-17在混频器中，载频与本振混频转移到中频，而载频旁边的干扰信号则与本振信号附近相应的噪声混频也转移到中频通带内，设载频功率为C，本振功率为1（即0dB），中频带宽为B，干扰功率为I，本振噪声功率谱密度为Sn，要求的信噪比为R，则必须满足C×1=R，当均用dB表示时为：I×SnB干扰有用信号（C+0）–（I+Sn+10logB）=R所以，本振噪声功率谱密度为Sn(dBc/Hz)=C(dBm)−R(dB)−I(dBm)−10logBIFIF 频率偏移干扰信号电平噪声功率谱密度(MHz)(dBm)(dBc/Hz)3.0–23–1381.6–33–1280.6–43–118 免费考研论坛bbs.freekaoyan.com8-111+sτ21+sτ2A(s)=A(s)=A(s)=A（A>>1）FFF1+sτ1+s(τ+τ)1+Asτ1218-23（1）输入固有频差为Δωi=ωi−ωr=2π×15×10rad/s4一阶环的同步带=快捕带=A0Ad=2×2π×10rad/s>Δωi，所以能锁定。3−1Δωi−12π×15×10（2）稳态相位误差ϕe∞=sin=sin3=48.59°A0Ad2π×20×103Δω0控制频差Δω0=A0vc=15×2π×10rad/s，∴vC==5.1VA03（3）同步带ΔωH=A0Ad=2π×20×10rad/s8-33−6（1）τ1=R1C1=20×10×10×10=s2.0，3−6τ2=R2C=2×10×10×10=.002sA0Ad3000（2）ωn===116.77rad/sτ1+τ22.0+.0021A0Ad11ξ=(τ2+)=ωn.0(02+.00033)=.1192τ1+τ2A0Ad28-6AA由题已知Ω1=，Ω2=，输入相位为ϕi1(t)=Δϕ1sinΩ1t，ϕi2(t)=Δϕ2sinΩ2t，设105环路锁定时，输出信号为：v0(t)=V0mcos[ω1t+ϕ01(t)+ϕ02(t)]。 免费考研论坛bbs.freekaoyan.com⎛A⎞⎛A⎞与题目对应知，ϕ01(t)=A1sin⎜t+ϕ1⎟，ϕ02(t)=A2sin⎜t+ϕ2⎟⎝10⎠⎝5⎠输出相位ϕ01(t)的幅度为AA1A=|H(jΩ|)Δϕ==Δϕ=Δϕ111112221.01Ω1+A⎛A⎞2⎜⎟+A⎝10⎠Aϕ(t)的相位为：ϕ=∠H(jΩ)=−arctg(/A)=−5.71°=−0.1rad011110输出相位ϕ(t)的幅度为：02A1A2=|H(jΩ2|)Δϕ2=Δϕ2=Δϕ2A2.104⎛⎞2⎜⎟+A⎜⎟⎝5⎠Aϕ(t)的相位为：ϕ=∠H(jΩ)=−arctg(/A)=−11.31°=−0.197rad022258-7Δωi（1）由于稳态相差ϕe∞=5.0rad，=sinϕe∞=.04794A0Ad666输入频差Δωi=.2(005×10π−2π×10)=.0005π×106Δωi.0005π×103所以A0Ad===10.42π×10sinϕe∞.04794设锁定后输出电压表示式为63v0(t)=V0mcos(.2005×10πt+ϕ2msin(2π×10t+ϕ2)+)5.0A0Ad一阶环闭环传递函数为H(s)=s+A0AdA0Ad则ϕ2m=|H(jΩ|)×ϕim=×5.0=.0493222(π×10)+(A0Ad)3Ω2π×10ϕ=∠H(jΩ)=−arctg=−arctg=−10.86°=−0.189rad23AA10.42π×100d63则v(t)=Vcos(2.005×10πt+0.49sin(2π×10t−0.189)+0.5)00m1（2）环路带宽，令|H(Ω|)=，则有2A0Ad13=→ΩC=A0Ad=10.42π×10rad/sΩ2+(AA)22C0d8-8（1）相当于环路增益扩大了A1倍，即A=A0AdA1（2）同步带Δω=±A(0)=AAA⋅A(0)=2π×25×0.7×2=±70πrad/sHΣ0d1F 免费考研论坛bbs.freekaoyan.comA0AdA170π（3）快捕带Δω≈±==±451.2rad/sC3−6τ3.6×10×0.3×10由于计算结果Δω大于Δω，不合理，不能用快捕带的近似计算公式。应该CH1由定义Δω=AAA计算，得Δω=±213rad/sCod12C1+(Δωτ)C8-9Δωi∵ϕe∞=1.0rad，跟踪时有=ϕe∞=0.1AAA0d1Δωi100A===401−33A0Adsinϕe∞25×10×10×0.18-13T或门鉴相器输入波形v1、v2和输出波形v0如图8-13示，当0<τ<时，鉴相器输出电2压v0的平均值为：T1τ+1τvd=∫2Vmdt=Vm(+)T02TTT11T⎛3τ⎞当<τ2000rad/sξωn6630×1040×10分频数为Nmin=5=300，Nmax=5=4001010652π×10×2A0AdA0Ad2π−3ωn=∴τ1<2=3=.4167×10（s）Nτ1Nωn300×2×10652π×10×A0Ad2π−3及τ1<==.3125×10（s）23Nωn400×2×10−3取小的τ1，τ1<.3125×10，τ1=R1C→R1<.947kΩ，τ22∵ξ=ωn=1∴τ2=<.0001s→R2<.303kΩ2ωn 免费考研论坛bbs.freekaoyan.com9-1（a）vD1=vc+vΩ，iD1=gD(vc+vΩ)s1(ωct)vD2=vc+vΩ，iD2=gD(vc+vΩ)s1(ωct)i∝iD1−iD2=0（b）vD1=vc+vΩ，iD1=gD(vc+vΩ)s1(ωct)vD2=−(vc+vΩ)，iD2=−gD(vc+vΩ)s1(ωt−π)i∝iD1+iD2=gD(vc+vΩ)[s1(ωct)−s1(ωct−π)]⎡44⎤=gD(vc+vΩ)s2(ωct)=gD(vc+vΩ)⎢cosωct−cos3ωct+"⎥⎣π3π⎦可以实现双边带调幅。含有频谱：2ωc，4ωc，…，2nωc，ωc±Ω，…2(n+)1ωc±Ω，（c）vD1=vc+vΩ，iD1=gD(vc+vΩ)s1(ωct)vD2=−vc+vΩ，iD2=gD(−vc+vΩ)s1(ωct−π)i∝(iD1−iD2)=gD{}vc[s1(ωct)+s1(ωct−π)]+vΩ[s1(ωct)−s1(ωct−π)]=gD[vc+vΩs2(ωct)]实现了普通调幅（d）vD1=vc+vΩ，iD1=gD(vc+vΩ)s1(ωct)vD2=vc−vΩ，iD2=gD(vc−vΩ)s1(ωct)i∝(i+i)=2gvS(ωt)D1D2Dc1c9-3混频v2(t)=vL0(t),v1(t)=vRF(t)RDRLv0(t)=vRF⋅S1(ωL0t)+vRF⋅S1(ωL0−π)RD+R1R1+RL调制v2(t)=vc(t)，v1(t)=vΩ(t)RRDLv(t)=v⋅S(ωt)+vS(ωt−π)0Ω1cΩ1cR+RR+RD11L9-6输入电压为v=−V+v+vSGSGGcΩ场效应管电流：12⎛v⎞I2i=I⎜1−GS⎟=DSS(V−v)2DDSS⎜V⎟V2GSoffGS⎝GSoff⎠GSoff代入vGS及VGG和VGSoff的值后，ωcω1−22ϕi=×10(2+v+v)DcΩ16π4ωπ4 免费考研论坛bbs.freekaoyan.com1−222=×10(4+4v+4v+v+2vv+v)cΩccΩΩ16其中载频（ω）分量的幅度为：c1−25.1−2I(ω)=×10V=×10Dccm441−2.075−2旁频（ω±Ω）分量的幅度为：I(ω±Ω)=×10VV=×10cDccmΩm1616回路滤除ω和ω±Ω外的所有分量，由于回路带宽BW=2Ω，因此，旁频在幅度上cc1π较载频有的衰减，有的相移，见图示。2435.1−2输出载频分量为：R×I(ω)=5×10××10cosωtDcc41⎡π⎤上旁频为：R×I(ω+Ω)=.1657cos(ω+Ω)t−Dc⎢c4⎥2⎣⎦1⎡π⎤下旁频为：R×I(ω−Ω)=.1657cos(ω−Ω)t+Dc⎢c4⎥2⎣⎦所以总输出为：⎧⎡⎛π⎞⎤⎡⎛π⎞⎤⎫v0=20−⎨18.75cosωct+.1657cos⎢ωct+⎜Ωt−⎟⎥+.1657cos⎢ωct−⎜Ωt+⎟⎥⎬⎩⎣⎝4⎠⎦⎣⎝4⎠⎦⎭⎛⎛π⎞⎞=20−18.75⎜⎜1+.0177cos⎜Ωt−⎟⎟⎟cosωct(V)⎝⎝4⎠⎠9-7（a）此推挽检波器可分解为两个独立的完全相同的检波器，如图示，"1"其中，V=V=k×V，（可设k≈1）AV1AV2d2smdD1IAV1I=IAV1AV2由于两检波器的输出并联，则合成的检波电流1VsC"R"L和电压为：IAV=IAV+IAV，2121VAV1V=V=V=V，AVAV1AV22sm则此推挽包络检波器的电压传输系数D2IAV2VAV1k==dV2sm1V2V2–1VsC"R"LsmAV根据功率传输相等有：×=22RRiLVAV21∵V=V，所以该检波器输入阻抗R=2R=4.9kΩ，AVsmiL21（b）检波器输入阻抗R=R=2.35kΩiL2 免费考研论坛bbs.freekaoyan.com2.235×10R=n×(R//R)=4×=6.7kΩabeoi.235+109-821−ma不产生惰性失真的条件：RLC≤Ωma1−m22amax1−8.0C≤==4775pF(R+R)Ωm33L1L2maxamax1(+)4×10×2π×5×10×8.0R=不产生负峰切割的条件：ma<1R~其中交流负载R~=RL1+(RL2//Ri2)=1+4(//Ri2)直流负载R==RL+RL=5kΩ121+4(//Ri2)得mamax=8.0<→Ri2>12kΩ59-10输入信号为vs(t)=Vsmcosωst由于没有负载电容C，因此，没有电容上电压的负反馈，当vsvs<0时，iD=0，当vs>0时，iD=，因此RD+RLvs(t)Vsmcosωst⎡122⎤iD=S1(ωst)=⋅⎢+cosωst−cos3ωst+"⎥RD+RLRD+RL⎣2π3π⎦Vsm1Vsm1其中平均电流分量为iAV=×，基波分量为iD1=×cosωLtRD+RLπ2RD+RL则作为检波器的电压传输系数为VAVRL17.4kd==×==.031VsmRD+RLππ7.4(+.008)基波输入阻抗VsmRi==(2RD+RL)=.0(208+)7.4=.956kΩID1mCj02259-16（1）C===67.84PFjQVDQn60.5(1+)(1+)V0.6B116载频f===13.66×10HzC2LC−6−12πjQ2π2×10×67.84×10（2）中心频率偏移21n21⎛0.5⎞⎛3⎞6ΔfC=n(−1)mfC=×0.5×⎜−1⎟×⎜⎟×13.66×10=−132.2kHz828⎝2⎠⎝6+0.6⎠n0.53（3）最大频偏Δf=mf=××13.66=1.55MHzmC226+0.6 免费考研论坛bbs.freekaoyan.com调制灵敏度n10.5166S=×f=××13.66×10=0.517×10Hz/VFMC2V+V26+0.6DQB1⎛n⎞1⎛5.0⎞3二阶非线性失真：kf=⎜−1⎟m=×⎜−1⎟=5.8%242426+6.0⎝⎠⎝⎠9-17L3交流通路图如图9-17示1×5.0C1C12=C1//C2==.0333pF1+5.0Cj.0333×20CΣ=C12//Cj==.03278pFC.0333+20211L===.0596μH3262−12ωC.6(28×360×10)×.03278×10CjQ20P1===60，∴P=1+P1=61C12.0333nm31616最大频偏Δfm=×fC=××360×10×=.134×10Hz2p26+6.061Δfm6调制灵敏度SFM==.134×10Hz/VVΩm9-19（1）高频通路，变容管直流通路，音频通路分别如图9-19(a)(b)(c)示。350CjQ（2）∵C1//C2=、CΣ=+(C1//C2)=202.64PF22∴C=55.28pFjQ1−∵Cj=100(VQ+vΩ)2，当vΩ=0时，Cj=CjQ∴V=3.27VQ4（3）Δfm=mf⋅F=5×10Hz1−将Cj=100(VQ+vΩ)2化为标准形式（9.5.1） 免费考研论坛bbs.freekaoyan.comCjQCj=，n⎛VcosΩt⎞⎜1+Ωm⎟⎜V+V⎟⎝BQ⎠1001VΩm则有Cj=1，即VB=0，n=，m=2VQ⎛v(t)⎞2V⎜1+Ω⎟Q⎜V⎟⎝Q⎠C1//C23502/由于变容管部分接入P2===.625，P1=0，P=1(+P2)CjQ//CjQ562/nmfC2(1+P2)ΔfmVQ∵Δfm=→VΩm==959mV1(2+p2)nfC9-2070现取调频波的谐波数为：n==5，14(BWCR)5+(BWCR)7∵<2fC，而(BWCR)5=2×5(mf+F)1，2(BWCR)7=2×7(mf+F)1，代入上式可得：mf<.217rad最大频偏Δfm=mf⋅F=.217×1=.217MHz9-21为满足振荡器的相位平衡条件，环路增益T的总相移应为零。(ω−ω0)即ϕT=ϕA+ϕkf+ϕϕ=−2Qe+AvΩ=0ω0⎛AvΩ(t)⎞所以ω=ω(t)=ω0⎜⎜1+⎟⎟⎝2Qe⎠由于是振荡器、相移网络是振荡器的组成部分之一，所以是直接调频。9-22（1）送入变容管调制的信号为："V1VV=Ω×=ΩΩ1jΩ×3C1+jΩR3CR+C1C1jΩ×3CC3−6由于ΩR3C=2π×300×470×10×3×0.02×10=53>>1满足积分条件，1C"VΩm所以变容管调制电压的幅度为：VΩm=3ΩR1Cππ6−3变容管调相必须满足mp=nmQe<→m<=7.8×10620×3 免费考研论坛bbs.freekaoyan.com"VΩm由于m=VQ+VB∴VΩm>1，所以V2≈ωRpC2⋅V1mωC2Rp10×1×10×22×10232同理，V=(ωRC)V=I⋅R⋅(ωC)omp21msmp2−3336−122=10×(22×10)×(10×10)=10.65mVπ（3）一级回路的最大频偏为Δf"m=mp⋅Fm=×3006π三级回路的最大频偏为Δfm=3mpFm=3××300=471Hz6（4）当R1=470Ω时，由R1和3个CC组成的电路的时间常数−6−6τ=3CC⋅R1=3×.0022×10×470=31.02×10s−6Ωminτ=2π×300×31.02×10=.0059<<1，该RC电路不满足积分条件，所以变为调相电路。9-23（1）∵mp=2.0rad∴矢量合成法的频偏为Δf"m=2.0×100=20Hz。则n1⋅n2Δf"m=75kHz由载频、信频和混频可得：n25.9(−1.0n1n2)=100解方程可得：n2=50，n1=756（2）f1(t)=fC+Δf"mcosΩt=1.0(×10+20cosΩt)Hz163f2(t)=n1f1(t)=5.7(×10+5.1×10cosΩt)Hz63f(t)=f−f(t)=(2×10−1.5×10cosΩt)Hz3L29-24（1）当R=30k，C=1.0μF时，3−63ΩRC=30×10×1.0×10×2π×10=18.85>>1RC满足积分条件，因此电路输出v0为调频波。63v0(t)=V0mcos(2π×10t+10sin2π×10t) 免费考研论坛bbs.freekaoyan.com3−63当R=10kΩ，C=.003μF时，ΩRC=10×10×.003×10×2π×10=.188，RC电路不满足积分条件，此电路输出为调相波。（2）当R=10kΩ，C=.003μF时，ΩRC=.188不满足微分条件，此电路输出为调频波，当R=100Ω，C=.003μF时，2−63−2ΩRC=10×.003×10×2π×10=.189×10<<1RC电路为微分器，因此该电路输出为调相波。（3）当R=100Ω，C=.003μF时，RC电路为微分器，鉴相器输出vd是输入信号vs的相位变化，即v=AmsinΩt，经RC微分后，可得dφfv=AAmΩcosΩt=AAΔfcosΩt，其中A为微分器增益系数，所以0φfφm此电路实现鉴频功能。9-25（a）当f01和f02分别对输入信号频率f0左右失谐时，此电路能完成斜率鉴频，设A1(f)是回路1的幅频特性，A2(f)是回路2的幅频特性，kd是包络检波器的检波系统。∵vS1(t)=A1(f)VSm，VAV1=kd⋅A1(f)VSmvS2(t)=A2(f)VSm，VAV2=kd⋅A2(f)VSm输出v0(t)=VAV1−VAV2=kdVSm(A1(f)−A2(f))（b）由于v0(t)=(IAV1+IAV2)R，当f01和f02分别对输入信号频率f0左右失谐时，v0=kdVSm(A1(f)+A2(f))，无法实现鉴频功能。当f01=f02≠f0，功能与单失谐回路鉴频一样，无法抵消失真。 免费考研论坛bbs.freekaoyan.com10-35.0由图10-3知，cosθ=→θ=65°对应的iCmax=7.0A，由图10.4.3查得当θ=65°时，2.1α0(θ)≈.023，α1(θ)≈4.0，α2(θ)≈.027，则ICO=α0(θ)×iCmax=.016A，IC1m=4.0×7.0=.028A，IC2m=.027×7.0=.019A，输出基波电压幅度：VCm=IC1mRp=.028×50=14V回路的二次谐波阻抗：150|Z2(ω0|)=Rp×==.333Ω22⎡⎛ωω0⎞⎤⎡⎛2ωω0⎞⎤1+⎢Qe⎜⎜−⎟⎟⎥1+⎢10×⎜⎜−⎟⎟⎥⎢⎣⎝ω0ω⎠⎥⎦⎢⎣⎝ω02ω0⎠⎥⎦二次谐波输出电压幅度为VC2m=|Z2(ω0|)IC2m=.333×.019=.063V10-5错误点：①晶体管Q1的极性反了；②Q1集电极电源被L4、L5短路；③Q2基极电阻R4两端应并大电容以防止R4分压输入信号；④Q2集电极电源被C5隔断没有加上。改正后电路见图。10-7 免费考研论坛bbs.freekaoyan.com10-8应该给扼流圈LC1与LC2分别接旁路电容CC到地。为使ma=1，由图10-9-8（b）知，最大的VCCO=15V。10-1022VCm(20×.095)放大器的负载阻抗为Ropt===1805.Ω2ρ02×11805.L匹配网络如图示。Q=−1=.16250RLXL=RL⋅Q=50×.162=80.78Ω→L=128nHCRopt50Ropt1805.XC===1114.→C=14.29pFQ.162L11.2C150j3.5 免费考研论坛bbs.freekaoyan.com10-13正常工作时RL上的功率是AO、BO两支路功率的反向合成222VV10PL=PA+PB=+=×2=5.0W4R4R4×1002VL由PL=→VL=PL⋅RL=5.0×100=.707VRL若A΄O短路，BO臂仍输出额定功率，但平均分配到CO和DD臂211V∴PL=PB=×=.0125W224RVL=PLRL=.0125×50=5.2V10-14各传输线变压器功能分析：1Tr4为1:4阻抗变换，在C3点的输入阻抗为RC3=RL=125.Ω4Tr为同相功率合成，将点C1和点C2处的功率合成到C3点，R3为平衡电阻，31∴R3=4RC3=50Ω，点C1和点C2处的输入阻抗为RC1=RC2=R3=25Ω。2Tr为同相功率合成，将点A2和点B2处的功率合成到C2点处，R2为平衡电阻，2R2=4RC=4×25=100Ω2Tr1的功能与Tr2相同，R1=R2=100Ω1则在A1、B1、A2、B2点的输入阻抗为Ri=R1=50Ω210-16Tr为不平衡→平衡变换，ZC=50Ω11Tr为反相分配网络，由于Tr的负载为50Ω，即Tr的平衡电阻为50Ω，所以它的两个负载616分别为25Ω，且ZC=25Ω6Tr和Tr共同构成一个阻抗变换网络，见图示，23Vi3VV0VR01Ri==，R0==，则=IiII03IRi9 免费考研论坛bbs.freekaoyan.com50而Ri=2×25=50Ω，R0==6.5Ω。9V1Tr2及Tr3的特性阻抗ZC2=ZC3==Ri=167.ΩI3Tr2及Tr3的输出阻抗R0是两晶体管Q1、Q2的输入阻抗的串联，所以1Ri=Ri=R0=8.2Ω1221Tr为1:4阻抗变换器，又其输入阻抗Ri=RL=125.Ω，554ZC=Ri⋅RL=125.×50=25Ω55Tr为平衡→不平衡变换，其输入端阻抗为Ri=125.Ω，ZC=125.Ω，444Tr为反相合成，其平衡端电阻为12.5Ω，Q1及Q2的输出阻抗R01、R02即为Tr的信号源内7711阻，所以R01=R02=×125.=.625Ω，且ZC7=.625Ω，电阻R4=R01=.3125Ω。22'