射频功放设计指南.doc 65页

'射频功放设计规范和指南III -11-第一章射频功放设计步骤 第一章射频功放设计步骤射频功放设计一般分为五个步骤进行，分别为：制定设计方案、选择与确定具体线路形式及关键器件、进行专题实验或一板的实验、结构设计及PCB详细设计、进行可生产性与可测试性设计和分析。1.1定设计方案在进行射频功放设计时，我们首先要根据给定（或需要）的技术指标和功能指标制定设计方案。制定设计方案的主要依据是指标要求中的额定输出功率、线性度（ACPR/IMD）、载波数、功耗/效率等指标。1.1.1GSM及PHS基站系统在GSM及PHS基站系统中，由于对线性度要求不是很高或者额定输出功率不是很大，且在单载波情况下工作，所以我们选择通用的射频功放设计方案——功率回退法（高功放HPA）。构成HPA放大器一般有两种工作状态：A类及AB类工作状态。A类放大器具有良好的线性放大性能，其三阶交调系数与输出功率的变化关系是：输出信号功率减小3dB（即减小一半功率），则三阶交调抑制改善6dB。一般来讲，A类放大器在1dB压缩点输出时，三阶交调系数约为－23.7dB(通常取－20dB)。为了达到一定的线性，并考虑到工程问题，A类放大器需回退15dB，此时放大器的三阶交调抑制可以达到－45～－50dBc。然而使用A类放大器的最大缺点是效率低及成本较高。这是因为实际应用中A类放大器在它的1dB压缩点输出功率时，其效率只有10％。比如，完成一个30W平均输出功率的HPA，就需要至少有300W的耗电，并且工作电流随输出功率变化的值不大。若考虑回退12dB，则需要有480W平均功率输出，需耗电4.8kW。为了达到30W的输出功率需要用较多的功率管。这样就加大了HPA的成本和体积，增大了研制成本和难度。为了避免这个问题，建议在小功率放大器(平均功率输出£1W)设计中使用A类放大器；在中大功率放大器(平均功率输出>1W)设计中使用AB类放大器。-11-第一章射频功放设计步骤 AB类放大器的特点是效率高、成本低。由于单管的输出功率高，仅需少量的功率管即可做到较高的输出功率，所以成本较低，且散热和结构设计可以简单化。目前用在AB类的管子主要选LDMOS管，AB类放大器用最大包络功率PEP来描述其功率容量，类似A类的1dB压缩点。偏置在AB类的LDMOS放大器，在PEP处的互调抑制为28dBc，回退3dB时互调抑制接近40dBc，继续回退，改善不大。回退10dB时效率约为15%。总之功率回退法的优点是简单、易实现，缺点是受功率管P1dB限制。A类放大器的三阶交调系数IMD3、三阶交截点IP3及输出功率Pout的关系见(1)式IMD3(dBc)=2[IP3(dBm)-Pout(dBm)](1)A类放大器的1dB压缩点P1dB与其三阶交截点IP3的关系曲线图见图1.1、图1.2。图1.1A类放大器的1dB压缩点P1dB曲线-11-第一章射频功放设计步骤 图1.2A类放大器的1dB压缩点P1dB与其三阶交截点IP3的关系曲线AB类放大器不适用于上述两个曲线，具体可参考所选定的功率管厂家给出的IMD或ACPR曲线。1.1.1CDMA及WCDMA基站系统在CDMA及WCDMA基站系统中，由于CDMA技术是随机包络的宽带信道，交调失真的影响产生频谱再生效应，所以对线性度要求很高，加之额定输出功率较大，且在多载波情况下工作，因此我们选择前馈法或自适应预失真的设计方案进行射频功放的设计，至于选用哪一种方案，设计人员应根据实际情况来确定。下面将前馈及预失真技术的优缺点做一简单比较，如表1.1所示(这两种技术的详细介绍请参考后面的专题)。表1.1前馈及预失真技术比较线路技术矫正能力带宽优点缺点相对成本前馈20~30dB>25MHz改善线性最好，带宽最宽高-11-第一章射频功放设计步骤 线路结构复杂，改善量受制于控制电路对两个环路的增益及相位的处理能力，受制于DG、DF预失真3~7dB>25MHz简单，微波段和中频段均能实现矫正能力有限低自适应预失真10~20dB10~15MHz微波段和中频段均能实现较复杂中1.1.1.1前馈放大器前馈放大器原理如图1.3所示。图1.3前馈放大器原理框图在图1.3中，由耦合器C1、C2、C3、移相电路D2及主放大器组成环路1，其作用是为了消除放大器的载频信号功率，提取误差信号；由耦合器C2、C3、C4，移相电路D1及误差放大器组成的环路2是为了消除主放大器非线性产生的交调分量，改善功放的线性度。前馈技术交调改善如（2）式所示：-11-第一章射频功放设计步骤 ΔIM=-10log|1+10ΔG/10-2×10ΔG/20cosΔΦ|　　　　　　　　　　　（2）式中：ΔIM=交调改善值，单位为dBΔG=抵消输入幅度误差，单位为dBΔΦ=相位误差，单位为度当ΔG≤0.25dB、ΔΦ≤2º时，改善效果理论上可以达到30dB。另外前馈方案对每对对消通道在工作频带内的增益平坦度和相位平坦度的要求是比较严的，而增益和相位容易受到温度、电压、功率等因素的影响，实际的改善效果与理论值会有一定的差距。1.1.1.1预失真技术预失真技术是利用非线性发生器产生一个失真信号，耦合到功率放大器的输入端，抵消功率放大器的非线性失真，其框图如图1.4所示。预失真技术在国外线性功放中普遍采用，国内在一些无线系统的中频中也采用预失真技术，因此该技术是可行的。图1.4预失真技术原理框图1.2选择确定具体线路形式及关键器件设计方案确定后，就可以根据设计方案选择具体线路形式及关键器件，包括射频放大链路形式选择与控制电路形式选择。1.2.1射频放大链路形式与关键器件选择及确定1.2.1.1射频放大链路射频放大链路的形式主要依据整机分配给链路的增益、额定输出功率、增益平坦度、线性度（ACPR/IMD）、功耗/效率等指标来确定。其原理框图形式如图1.5所示：-11-第一章射频功放设计步骤 射频放大链路一般由输入分路、输入取样、压控衰减、多级放大、输出环行器保护、前向取样、反向取样、输出采样等基本电路组成。其中放大级数取决于链路增益及所选放大器件的增益；前向取样、反向取样、输出采样电路通常采用微带线形式的定向耦合器来完成。图1.5射频链路的形式框图1.1.1.1功率管的选择原则依据整机分配给射频放大链路的增益、额定输出功率、增益平坦度、线性度（ACPR/IMD）、功耗/效率等指标，并结合给定的射频放大器的工作频段，选择合适的各级功率管。一般先选定末级功率管，然后再依次逐级选定前面各级功率管，选管的原则是前一级的主要指标（如ACPR）不能引起后一级指标的恶化，更不允许前一级的输出功率大于后一级的输入功率。1.1.1.2级联放大器的三阶交调系数与各级IMD3关系大多数射频功放是由两极或多级放大器组成，级联放大器的IMD3主要取决于末级放大器的IMD3，因为在设计驱动级时一般将其交调失真设计得很低。各放大级的IMD3对整个级联放大器的IMD3的影响可用（3）式来表示。IMD3=10log(10d1/10+10d2/10+…10dn/10)　　　　　　　　　　　　（3）式中IMD3为级联放大器的三阶交调系数，d1、d2、dn为各放大级的三阶交调系数。由（3）式可知两级放大器的IMD3如（4）所示：-11-第一章射频功放设计步骤 IMD3=10log(10d1/10+10d2/10)=d2+10log[1+10(d1-d2)/10]　　　　　　　　　（4）假设两级放大器的三阶交调系数之差的绝对值为A，即A=d1-d2，则驱动级的IMD3对末级的IMD3的影响值B(末级交调恶化值)可用下面的（5）式来表示：B=10log[1+10-A/10]　　　　　　　　　　　　　　　（5）（5）式可转化为图1.6的曲线来表示图1.6级联放大器中驱动级交调系数对末级交调系数的影响曲线同样由(5)式可得到不同A值时恶化值B，表1.2所示表1.2A、B对应值A驱动级优于末级的IMD3(dB)B末级交调恶化值(dB)0351.2100.4150.135200.043-11-第一章射频功放设计步骤 由图1.6和表1.2可以看出，驱动级优于末级的IMD3越大，则级联放大器的交调系数恶化值越小。上述图表对我们选择级联放大器的驱动级管子具有很大的参考价值。1.1.1.1常用功率管常用功率管的厂家中，中小功率管厂家有AD、MINI、WJ、Stanford等公司；中大功率管厂家有Motorola、XEMOD、PHLIPS、ERISSON、FUJITSU等公司。下面列出几种功率管的比较，如表1.3所示。由于LDMOS管子的高增益、高效率和良好的线性特性，以及其较好的性价比，目前在中大功率的射频放大器中LDMOS管被广泛地应用。表1.3　几种常用功率管比较表功率管类型G/1GHz(dB)IMD/AB(dBc)P1dB(W)价格$/W双极型8-301500.50LDMOS11-40900.70GaAsFET14-45(A类回退10dB)302.101.1.2控制电路的确定射频功放中的控制电路一般有两种类型：一种是常用的保护功能的控制电路；一种是消除非线性指标的控制电路。1.1.2.1保护功能的控制电路功放中功率管的价钱都是很贵的，为了在异常情况下功放不被损坏，我们要采取以下措施对功放进行保护：l过功率告警保护；l过温告警保护；l驻波告警保护；l器件失效告警保护；l过激励保护；l过流保护；-11-第一章射频功放设计步骤 该部分电路只需要用单片机和运放器将功放的输入取样、前向取样、反向取样、输出采样、温度取样、电流取样等各种采样信号进行A/D、D/A转换，并将采样信号放大，进而用来控制功放的工作状态，以达到保护功放的目的。1.1.1.1消除非线性指标的控制电路在前馈功放和自适应预失真功放的设计中，为了消除非线性产生的交调分量，需要对各采样点的信号（相位与幅度）信息进行处理，这样就需要信号处理电路中的DSP芯片将各采样信号的信息通过与其内部的算法相结合，获得最佳的控制各环路幅度和相位的控制电压参数，通过控制移相器和衰减器来不断的调整抵消环中的幅度和相位，从而使得功放的线性指标达到要求。1.2进行专题实验或一板实验具体线路形式及关键器件确定之后，在仿真的基础上，进行PCB设计，同时需要结构实验件的要进行配套结构件的设计，通过实验来验证设计方案的可行性，进而转入下一步的详细设计阶段。1.3结构设计及PCB详细设计在各单元板专题实验的基础上，进行各单元板的详细设计，包括各输入/输出接口的具体位置、安装位置等，同时结构设计根据总体结构尺寸及各单元板的尺寸进行结构件的详细设计，设计时要根据总体积、总功耗及给定的风流量进行热设计仿真与分析，进行电磁屏蔽的分析设计，使得结构设计在散热及电磁屏蔽方面达到要求。1.4进行可生产性、可测试性的设计与分析在进行结构设计及PCB详细设计的同时，就要考虑可生产性、可测试性的设计。此时可让生产线工艺人员先期介入，对我们的设计进行可生产性、可测试性的指导，使得在设计初期就把可生产性、可测试性的问题解决好，这样在二板设计中就避免了大的改动，尽量避免三板设计的发生，节省人力、财力和时间，缩短研发周期，及时量产，抢占市场。总之，射频功放的设计步骤可以归纳为，首先要根据给定（或需要）的技术指标和功能指标制定设计方案；然后根据设计方案选择具体线路形式及关键器件；具体线路形式及关键器件确定之后，在仿真的基础上，进行PCB设计(包括结构实验件的设计)；在各单元板专题实验的基础上，进行各单元板的详细设计与结构件的详细设计(包括热设计与电磁屏蔽，可生产性、可测试性的设计)-11-第一章射频功放设计步骤 ；根据一板调试情况，结合高低温摸底结果，进行二板改进设计，争取在二板中解决所有问题，尽量避免三板设计的发生。-11-第一章射频功放设计步骤 第一章功放设计中的检测及保护电路射频功率放大器就是将发射机里的振荡器所产生的射频小功率，经过一系列的放大——激励级、中间级、末前级、末级功率放大级，获得足够大的射频功率的装置。射频功放是发送设备的重要组成部分。功率放大器是一种比较昂贵的资源，具体体现在功率放大管比较昂贵。在整个无线发射链路成本构成来看，功率放大器的成本比例大于50%（绝大多数），而且功率越大，其所占成本比例就越大。另外功率放大器的功率放大管是一种相对比较脆弱的器件，尤其是跟低功率小信号放大管比较。其脆弱性主要体现在如下几方面：l静电敏感性高。l热敏感性比较高。l对射频过载比较敏感，既对射频输入功率过载比较敏感，对输出失配比较敏感。由于功率放大器是一种相对比较昂贵，并且比较脆弱的器件，所以在设计功率放大器时必须考虑如何保护功率放大器，以避免静电、浪涌、过热过温、过压、过流、过载造成功放故障或者失效。1.1引起功放失效的原因要对功率放大器实现有效的保护，必须要知道引起功放失效的原因。功放的失效原因主要有以下几种：a)静电击穿引起的失效。运输、接触导致静电作用于功率管的电极，产生击穿效应，使器件永久失效。该种失效的避免可以从器件、单板运输、操作等过程中，采取防静电措施来解决。解决方法有：l通过防止静电源的产生（比如保持空气的湿度），l通过接地使静电源的静电能够有效释放而防止积累，l通过采取静电隔离措施。-17-第二章功放设计中的检测及保护电路 a)过压引起的失效；过压会引起功率放大器的电极击穿或者处于不正常的工作状态。引起过压的情况有：l功放直流馈电电路部分出现元器件失效，引起过压；l与功放相关的控制和电源部分出现故障产生的关联效应，引起的过压；b)过流引起的失效；功放的工作电流超出其正常工作电流而引起的失效。c)过激励引起的失效；输入的功率电平超出功率放大器安全范围，会引起功放永久性失效。其结果是直接导致功放烧毁。d)负载不匹配引起的失效。负载开路/短路或失配使功放输出端呈现比较高的驻波分布，使射频能量不能有效的传输出去，大部分能量转换成热，造成热积累，一方面降低了功放效率，另一方面，将造成功放热烧毁。f)过热/过温引起的失效。由于散热不良或者环境温度过高引起功率器件失效。1.1功放保护电路设计类型针对功率放大器失效的几种原因分析，相应的保护电路设计主要分为如下几方面：a)过压保护，该保护形式表现在电路上有：l电压钳位电路；设计合适的钳位电路可以使馈电电压限制在安全的范围内。l压敏电路；通过并联压敏电阻或者其他压敏器件，当电压超过压敏器件的临界电平时，压敏器件产生短路效应，拉低电平，从而达到保护的目的。l稳压电路；通过稳压电路时输入电压范围得到扩大。l“电压检测+过压判断+执行保护”的闭环保护形式。b)过流保护，过流保护主要有以下几种形式：l电源限流保护。如果给功率放大器馈电的电源模块具有限流功能，那么该限流功能能够防止功放出现过流。比如功放过激励或者自激的情况下，如果没有限流，功放会被自激或者过激励产生的大电流烧毁。l过流闭环保护。通过对功放的工作电流进行实时监测，一旦出现过流，自动切断电流，以达到保护功放的目的。-17-第二章功放设计中的检测及保护电路 b)过激励保护，当输入功率超过功率放大器安全工作范围时，对功放实施的保护。过激励保护的形式有：l输入功率限幅。通过限幅器件实现。l过激励闭环保护形式。通过对功放的输入功率进行实时监测，一旦发现功放过激励，自动切断输入信号或者自动大幅度衰减输入信号，以达到保护功放的目的。c)热保护。热保护是在出现温度过高或者过热的情况下，对功放实施的保护形式，即为热保护。热保护的方式是通过温度或者热检测电路对功率放大器的温度和热的情况进行监视，一旦检测的温度或者热超过门限值，通过保护执行装置对功放进行保护。d)失配保护。失配保护是在功放输出失配的情况下，为避免失配对功放损害的一种保护电路形式。1.1功率放大器的保护模型通过对各种功放的保护电路分析，一个完整保护电路基本上可以通过如图2.1所示模型进行描述。该模型由以下几部分构成：a)状态监测部分。通过传感器实时跟踪相关状态的变化，为保护提供实时数据。b)比较判断部分。让来自状态监测的数据与预设的保护/告警/恢复门限进行比较，根据比较结果输出相应的数据到告警显示、保护执行机构或者通过通信口上报后台等。c)保护执行部分。根据来自比较判断的数据作出相应的保护动作。保护执行动作就是状态异常时，执行保护；状态恢复正常时，解除保护既自恢复。图2.1功率放大器的保护电路模型-17-第二章功放设计中的检测及保护电路 该模型的基本工作原理：状态监测部分通过传感器实时跟踪功率放大器相关状态变化，并将反映该变化的数据传给比较判断部分；比较判断部分对检测得到的数据与预设的告警、保护门限、自恢复门限进行比较，根据比较结果，输出命令至保护执行机构或者告警显示部分，另外将信息通过通信口上报后台。以上是一个完整、系统的保护电路模型，既按该模型去设计保护电路能够达到目的，但是实际应用中很多并非如上有一个完整的模型，只是其中几部分构成，甚至有时只是单个器件构成。比如限幅器件的本身特性就包含了状态检测、判断比较、执行保护，只不过是这些过程不是靠其他器件完成，而是靠器件本身的特性完成的。类似的器件还有钳位二极管、压敏电阻、PPTC（polymericpositivetemperaturecoefficient）自恢复电流保护器件等。1.1功放的状态监测功率放大器的状态监测是功放保护设计的一个非常重要的环节，能否正确、有效、及时检测出状态变化，是能否有效进行保护的关键。功率放大器有很多状态，但根据系统保护设计方面的需求，并非对每个状态进行状态监测，而是对一些关键状态进行监测。根据监测的状态的不同，将状态监测分类为：a)激励状态监测；监测输入功率变化。b)电流流状态监测：监测功放的工作电流变化。c)电压状态监测：监测功率放大器的功率管或者其他电路的某些电压变化。d)匹配配状态监测：监测功放输出负载匹配情况。e)增益状态监测：监测整个功放的增益变化。f)输出功率状态监测：监测功率的输出功率变化。g)温度/热状态检测：监测功率的温度和热变化。功率放大器的状态监测是通过各种检测电路实现的，实现上述状态监测的检测电路有：a)功率检测电路。功率检测电路可用作激励状态监测、匹配状态监测、输出功率状态监测、增益状态检测的基本检测单元。而功率检测电路根据要检测的功率类型不同可分为：l峰值功率检测电路：反映载波包络变化的功率检测电路。目前比较成熟的峰值检波电路模块有AD公司的AD8313、AD8307等。AD8313的典型应用电路图2.2所示：-17-第二章功放设计中的检测及保护电路 图2.2AD8313、AD8307的典型应用电路l平均功率检测电路：反映载波平均功率变化的功率检测电路。平均功率检测电路一般是在峰值功率检测的基础上加上平滑滤波电路即可。lRMS功率检测电路：反映载波均方差功率变化的功率检测电路。对于如CDMA等变包络调制功率信号，RMS功率检测电路能够真实的反映器其功率变化。目前应用比较多的电路是基于AD公司的AD8361，AD8362等电路。根据检测电路输入和输入的对应关系，可将功率检测电路分为：l对数功率检测电路，即检波输出电平与输入功率的对数呈线性变化关系的功率检测电路。该电路适于检测dB变化要求情况。l线性功率检测电路，即检波输出电平与输入功率呈线性变化关系的功率检测电路。该电路适于检测W变化要求的情况。b)电压取样电路。电压取样电路可作为电流状态监测，电压状态监测的基本电路。c)电流检测电路。或者电路是检测电流变化的基本电路。可以用电流检测进行电流状态监测。目前电流检测电路应用比较多的是霍尔电路，尤其是大电流检测。d)温度检测电路。通过检测温度变化，是温度/热监测基本电路。由于不同的状态监测对检测电路的要求是不一样的，或者同一状态检测不同的系统对检测电路的要求也是不一样的。明确对相应检测电路的要求是进行检测电路是设计的前提。对检测电路的共同要求主要有如下几方面：精度、准确度、线性、动态、响应时间、噪声性能、抗干扰性、灵敏度、可靠性、一致性。1.1状态的比较判断比较判断是保护电路设计一个比较重要的部分，尤其是闭环保护电路。其功能是将监测的状态数据与预置的门限数据进行比较，根据比较结果输出命令去保护执行装置、显示告警装置或者直接通过通信口上报后台。比较判断根据电路实现形式的不同分为硬件判断和软件判断两种形式。根据门限可变与否可将比较判断分为固定门限比较判断，可调门限比较判断。-17-第二章功放设计中的检测及保护电路 1.1保护执行装置保护执行装置是功率放大器的保护电路中的保护执行者，它根据来自比较判断的命令，做出相应的保护动作：进入保护，解除保护。执行保护的器件和装置主要有如下几类：a)开关器件类，用在射频功率放大器的开关主要包括直流开关、射频开关，其作用是通过切断直流电流或射频激励达到保护的目的。b)参量限制器件类，用在射频功率放大器的参量限制主要有限幅器件和限流器件。该类器件是通过限制激励的幅度或者电流强度来达到保护的目的。c)参量调整器件类，用在射频功率放大器的参量调整类器件有电调衰减器，数字衰减器，可变增益放大器。使用该类器件能够将过激励部分调整回安全状态。d)组合类器件：将保护执行部分跟功率放大器的其他电路集成在一起，形成一个多功能组合器件。比如LP2951，LP2951如果用在功率放大管的偏置电路上，一方面可以提供稳定的偏压；另外LP2951有一CONTROL端，如果该端输入高电平信号，那么输出电压为零，该功能可以作为保护用。1.2保护电路举例分析下面介绍某功放的保护设计电路，其原理如图2.3所示。其功能是当输入信号超过一定电平时，将输入信号大幅度衰减，以保证后面的功率放大器不被损害。该电路由如下几部分构成。a)功率取样部分（图中白色部分）。该电路为一取样耦合器。b)功率检测部分（图中蓝色部分）。该部分的核心器件是一个峰值检波器AD8313，其功能是检测耦合过来信号的功率变化。c)滤波比较部分（图中浅黄色+黄色部分）。该部分通过一个PI型滤波器滤除交变部分和干扰，输入至比较器电路LM311，将信号与参考电平进行比较，输出高电平或者低电平至电调衰减器。d)电调衰减部分（图中白色部分）。该部分的功能是：正常工作是它是作为增益调节装置使用的，当输入功率超过输入功率上限时，比较器输出的高电平使该电调衰减器实行最大衰减。-17-第二章功放设计中的检测及保护电路 图2.3　功放保护设计电路实例图-19- 第一章功放中增益补偿电路的实现在目前通信系统中基站所用的功放中，LDMOS功率管由于成本相对较低，线性好而广泛使用。由于它的工作点和增益随着温度的变化而变化，因此，在电路设计中，要考虑对工作点和增益进行温度补偿。1.1模拟环路增益控制使用模拟环路增益控制可以在一定程度上抵消放大链路的各种环境变化对增益的影响，并可改善增益平坦度，在非时分的系统中有很好的效果。缺点是比较复杂，调整不很方便，具有响应时间问题，不能用于GSM、CDMA20001XEVDO等时分的系统中。简图如图3.1所示：图3.1模拟环路增益控制其中，所用的压控衰减器可以用3dB电桥（例如1D1304）和PIN二极管（例如HSMP3814）组成，也可以用集成的器件（例如AV104）。需要注意的是衰减器的工作点不要离最小衰减太远，避免在生产或上电、失锁时损坏后级的器件。1.2数字环路增益控制这个电路和上面所介绍的电路类似，所不同的是用单片机控制的D/A通过驱动来进行控制衰减器，如图3.2所示。调整响应时间参数和算法，可以用于各种系统，但用于时分系统时要注意试验的充分性。-19- 图3.2数字环路增益控制这个电路的还有一个优点就是可以在一定范围内控制链路的增益，在生产时不需要修改常用的电阻衰减网络。这个电路的控制需要注意检测电路的滤波，包括硬件滤波和软件滤波。如果滤波做不好的话可能会造成电路的增益在不停的跳动。电路的控制还可以有一种做法，属于开环工作方式。单片机检测温度传感器的输出，根据检测到的温度作为对衰减器进行控制的依据，而不是以输入、输出的功率检测电压为依据。这种控制方式需要做较多的实验来确定衰减系数。需要注意的是A/D和D/A要选择12位或以上的，避免控制的精度不够造成增益跳动；D/A的输出滤波要注意，否则会产生寄生调制，影响射频输出的杂散；另外，开环工作时对压控衰减器的"控制电压--衰减量"曲线的线性要求较高，并且一致性较好，否则会影响补偿效果。类似的技术还可用于控制功放的偏置电压，完成对工作点的补偿，效果很好。1.1温度系数衰减器选择适合的带有温度系数的衰减器可以很好的补偿增益的变化，电路简单，效果较好，工作稳定可靠，可以用于任何系统。如图3.3所示。图3.3温度系数衰减器的增益补偿需要注意的是通过实验选择合适的型号，使得衰减器的特性与功放链路的特性刚好相反，达到最佳的补偿效果。器件主要有EMC公司的TVA系列产品和IMS公司的AV-0805系列产品，以EMC公司的产品（例如TVA0700N07W3）较好。-19- 第一章功放供电电路设计微波线性功率放大器由于线性度高性能良好等在现代微波（无线）通信系统中的重要性越来越大。在线性功放的设计中，人们注意到的是如何提高功放的线性度。但是，在功放的设计中，功放电路的供电及其偏置也是非常重要的。功放电路的电源的供电和偏置设计不好，将严重影响功放的线性指标。1.1功放电路的供电形式功放电路的供电形式多种多样，但基本相同，对于不同类型的器件有所不同。一般大功率器件厂家会提供一个供电电路供设计者参考。1.1.1LDMOS器件供电电路　　LDMOS器件的供电电压是26V~30V不同。但是一般给定的是26V和28V，电源供电时可以按这两种供电。LDMOS器件的供电电路如图4.1。一般情况下，电容的设计有一定的规律，靠近器件的电容用的是和器件的频率相同的电容，和耦合用的电容同样的容值。图4.1　930～960MHz宽带器件供电网络其中：L1接器件的栅极，L2接功放器件的漏极。C8、C14：47pF微波电容B型C7、C15、C16：10uF/35V的钽电容。C17：220uF/50V电解电容器-53- B1、B2是铁氧体磁环，其功能主要是减少电源和微波信号的相互干扰，一般我们设计功放模块时，如果有条件可以加上，通常由于功放的体积限制也可以不加。又如图4.2所示，是1.9GHzMOTOROLA60W功率器件的电路原理图。图4.2　1930～1990MHz宽带器件测试电路图4.2中器件：从图4.1和图4.2可以看出，两种供电电路其形式是基本相同的。只是对于不同的频率供电网络的电容值不同。在实际的功放的供电电路的设计中，对于微波大功率供电电路电感一般是不用的，尤其是高频，都是设计为1/4λ的短路线。这样对于微波信号而言是当信号如图中的Z3和Z7。在设计PCB时，1/4λ的供电阻抗线一般尽量靠近功放器件。另外，在供电电路中的电容中，靠近器件的电容是和器件的隔离耦合电容相同值的电容，如图3.2中的电容C5和C8，况且在PCB布线排列上将此两个电容分别放在最靠近1/4λ短路线的地方，然后再放置其他的电容。如图4.3所示。-53- 图4.3　功放电源供电图在一般的电源供电时C6、C10是相同的电容，且是微波电容较好，C6在电路中主要的作用是去耦，尤其是大功率输出的功放，一定要用Q值很高的电容，很小的等效电阻。C6电容加在1/4λ短路线的尽头较好。C7、C8、C9电容的容值的分别的是选用1000pF、10nF和10uF。主要是用于滤波。图4.4　电源偏置电路在功放的偏置电路中，也可以是有电阻串连供电（如图3.4），因为栅极电流一般是很小的，加电阻对功放对偏置没有什么影响，还可以更好的改变偏置电源对功放对影响，增加电路的稳定性。如图4.4。电阻R2一般取5～12欧姆。R1可以取大一点，1K即可。1.1.1GaAs器件供电路。GaAs器件因为器件的工艺和材料的不同而供电和LDMOS器件也不相同，GaAs器件供电电源一般为9V～12V，一般器件为12V较多。GaAs器件由于其器件的工艺原因，其使用的偏置电源是负电源。但是无论使用什么样的电源，他们在电源的处理上是一样的。-53- 1.1电源偏置对于功放电路中的电源偏置同样是非常重要的，电源的偏置不仅可以调节功放的增益，尤其在线性功放电路中可以调节功放的线性度，在多级功放的调试中，后级功放的工作状态对线性功放的线性影响是最大的。所以在多级功放管级联时调节功放的偏置电压对整体功放对线性度有很大的影响。现在的功放模块的使用也非常多，许多的功率不要求很大的单板都可以采用功率模块，功率模块在生产上的一致性要好一点。但是，在功放模块一般是给定一个应用的环境，包括偏置电源的电压，在使用时我们同样可以调节功放的末级功放管的和前级功放管的偏置电压，使得功放模块有一个最佳的稳定的线性输出。另外，在功放偏置设计时，应将偏置电源稳压后使用。并且要将偏置电源做温度补偿。因为偏置电源的电压将影响功放的增益、线性。1.2布局在功放的设计中，功放板的布局也是非常重要的。在这里不详细说明。在功放设计中，电源的供电电路中的去耦电容和滤波电容的位置是非常重要的。电源的去耦电容一定要放在1/4λ近处，这样的效果是最好的。然后才是滤波电容。在偏置端同样是这样设计。在现代的通信的功放的设计中，由于功放部分的设计不仅仅是放大和线性指标的满足，而是由于现代系统的要求，有很多的控制的功能需要增加在功放中，比如，功放的电源管理、功放和低噪放设计在同一块PCB板上等，这样的功能的增加就使得功放部分不是原来的单纯的放大。这样功放往往采用传统的PCB微波板材电路是完全无法放置，这样就要用多层板和使用类似FR-4的板材，况且可能是双面布板，这样就需要在设计布板时注意。在PCB布板时，一定要将功放的周围的PCB板良好接地，留出一定的PCB接地的地方，且要将接地的地方用螺钉良好接地。对于多层的PCB板，功放的下一层一定要是大面积地，这样才能更好地保证功放的设计指标。1.3电容的选用对于微波电容的选择，一般选用是高Q值的电容，要求电容的等效电阻越小越好。现在常用的电容有：ATC电容和DLI的电容。对于输出功率小的单板可使用ATC的100A-53- 以及DLI的C11AH系列。对于功率大的单板采用ATC的100B系列和DLI的C17AH系列即可。如上图4.3和图4.4在这里讲的是电容C5、C6、C10是使用这样的电容。在微波中的电容器不是理想的电容，它的等效图如下图4.5。CLR图4.5　电容器的串联等效电路R为电容器的等效电阻，是有引脚和介质极化引入的。C为电容量，L为引线电感。电容器有固有的谐振频率。尤其在高频和微波上，电容器的R和L更为重要，频率越高，电容器的值将偏离原有的值。由于R的存在，电容的Q值随工作频率的上升而下降，频率相同时，C越大，Q值越小。在大功率功放的设计中如果考虑欠佳有功功率造成电容器温升过高容易造成电容器损坏，所以在功放的电容选取上一定要注意选取微波电容。图4.6　　ATC100A电容容值对应的谐振频率此表可以做功放电容选取的参考。对于不同厂家的生产厂家，对应表有一点差别。对于不同的温度电容值有一定的变化，设计功放电路的时一定要考虑到。-53- 第一章输入输出匹配及功率合成技术在射频系统中系统阻抗通常为50欧姆；而较大功率的微波功率管的输入、输出阻抗值很小，通常只有几个欧姆或零点几欧姆，并且随着功率管输出功率能力的提高，单管的输入和输出阻抗值在逐渐减小。虽然近年来随着厂家技术水平的提高和制造工艺的不断改进，在功率管内部加入了一些内匹配电路，使单管的输入和输出阻抗值有所提高，但大功率的功率管输入、输出阻抗仍然只有几个欧姆。这样就要求我们在功率放大器的设计过程中，必须考虑到把功率管的输入、输出阻抗从几个欧姆匹配到50欧姆，可以说成功设计阻抗匹配电路是设计功率放大器的一个重要核心组成部分。在任何一个功放的设计中，错误的阻抗匹配将使电路工作不稳定，同时也会造成整个功放的效率降低，非线性失真的成分加大。理想的匹配电路应同时满足匹配、带宽、驻波、谐波衰减和线性指标等多项要求。但在实际匹配电路设计过程中，往往不可能同时让所有的指标都达到最优的状态，所采用的匹配电路要综合权衡以上的指标，通常把我们最关注的几个性能指标放在首位，而牺牲功放的其它一些性能指标，另外在设计中我们还要考虑到性能的一致性和可生产性及实际所要求的电路尺寸等要求。功放单元的设计包括单级功放和多级功放的设计。设计单级功率放大器主要是进行输入匹配电路和输出匹配电路的设计；而设计两级或多级功率放大器除了要考虑输入和输出匹配电路外，还要考虑到级间匹配电路，级间匹配电路的目的是使后级功放管的输入阻抗和前级阻抗管的输出阻抗共轭匹配。本篇文章重点介绍单级功放的输入匹配和输出匹配。应用在不同频段的功率管，其外围的输入、输出匹配电路的类型也有所不同，集总参数元件构成的匹配电路能够应用到UHF频段及以下的频率范围，而在更高频率的应用场合，其匹配电路通常要通过分布参数来实现。我们将在下面的章节分别来介绍利用集总参数和分布参数来实现阻抗匹配的原理。1.1用集总参数元件进行阻抗匹配电路的原理及设计实例在集总参数元件进行阻抗匹配电路的设计过程中，我们经常要用到品质因素“Q”的这个概念，Q的物理意义为电路的储存能量和消耗的能量之比。通过Q我们可以方便地进行串联电路和并联电路的相互转换，从而很容易地得到需要匹配的电抗值。在串联谐振电路模式中Qs=ω0L/R-53- 在并联谐振电路模式中Qp=ω0RC串、并联等效电路的模型和相互的转换如图5.1所示：图5.1串、并联等效电路转换模型上述的等效转换将贯穿在我们匹配的过程中，我们将用下面的例子来进行输入和输出匹配电路的设计。1.1.1输入阻抗中含感性特性的匹配设计匹配电路的设计过程：在匹配电路设计过程中，我们所要做的第一步就是要把输入阻抗等效为一个并联电路的模式；然后通过并联一个容性特性的元件，和输入阻抗中的感性元件形成谐振；再交替用串联电感和并联电容方式形成低通滤波结构；同时通过这种方式，输入阻抗的实部成分也在逐步提高。通过多级低通滤波结构级联的方式，可以把功率管的输入阻抗阶梯抬高，直至变换到50Ω。在设计中，需要注意功率管通常工作在一个频带范围内，所以不要把级联每支节电路的Q值设定的太大，以免影响到频带内的工作特性如增益平坦度等性能指标。例1：在中心工作频率为500MHz时，把功率管的输入阻抗从1.0+j2.0Ω匹配到50Ω输入阻抗为Zs=1+j2,Qs=2把此串联电路的结构模式等效为并联电路模式，根据图4.1所示公式，可以得到并联的阻抗值：Rp1=Rs(1+Qs2)=5(Ω)Xp1=Xs(Qs2+1)/Qs2=2.5(jΩ)设计匹配电路时，首先在电路中并联一个Xc1=-j2.5Ω，和输入阻抗中的感性部分形成谐振；-53- 在此基础上加上第二级L-C结构，设定第二级电路的Q值为2，即Q2=2，变换后的电路形式和阻抗值计算如下：Rp1=Rs2=5.0(Ω)Xs2=Q2Rs2=2*5=10(jΩ)再把此种串联电路结构的模式等效转换为并联电路结构的模型，由转换公式，其中的Rp2和Xp2值为：Rp2=Rs2(1+Q2)=25(Ω)Xp2=Xs2(Q2+1)/Q2=12.5(jΩ)再继续按上述步骤进行，在电路中并联一个Xc2=-j12.5Ω，使电路形成谐振；最后用一个L-C结构形式把Rp=25Ω变换到50Ω，来推算一下所需的Q值：Rs3=Rp2=25(Ω)由Rp=Rs(1+Q2)，其中我们需要Rp=50Ω,而Rs=25Ω可以推算出Q=1那么Xs3=QRs3=25(jΩ)此电路的等效并联模式为Rp4=Rs3(1+Q2)=50(Ω)Xp4=Xs3(Q2+1)/Q2=50(jΩ)到此时我们已经把整个的实部阻抗变换到50Ω，最后在电路中并联一个Xc3=-j50Ω的元件和电路形成谐振，匹配工作就算完成了。阻抗变换的过程如图5.2所示：-53- 图5.2阻抗变换的步骤匹配的结构和实际所需的电抗值如图5.3所示：图5.3　匹配的结构与阻值把图5.3中的电抗值转换为频率在500MHz时电容和电感元件的实际值，如图5.4所示：图5.4　500M时匹配电路的元件值-53- 1.1.1输出阻抗中含容性特性的匹配设计含容性特性的匹配电路的设计和计算同上面所提方法基本相同，用举例进行说明。例2：在中心工作频率为500MHz时，把功率管的输出阻抗从3.8-j4.2Ω匹配到50ΩZs=3.8-j4.2Q=4.2/3.8=1.1首先把此电路等效为并联结构模式,计算可得：Rp=Rs(1+Qs2)=8.4(Ω)Xp1=Xs(Qs2+1)/Qs2=-7.7(jΩ)在电路中并联一个XL=j7.7Ω,使电路谐振。为了简单起见，我们用一个支节的L-C低通滤波形式实现阻抗变换，先来推算一下变换到50Ω时所需的Q值Q=(Rp/Rs-1)0.5=2.2那么Xs=QRs=18.5此电路的等效并联电路模式为:Rp=50；Xp=22.7；就是说，在电路上串联一个XL=+j18.5Ω的元件，就可以把实部阻抗变换到50Ω，最后在电路中并联一个Xc=-j22.7Ω的元件和电路形成谐振，我们的匹配工作就算完成了。此匹配电路的结构模式和阻抗值如图5.6所示：图5.6　输出匹配电路中的电抗值-53- 1.1用分布参数来进行阻抗匹配在阻抗匹配电路设计中，当功率管的工作频率高于UHF频段时，分离的电感元件基本上不会被运用在匹配电路上，这是因为在工作频率较高时，很难精确地控制和测量出分离电感元件的电感值，通常我们只把分离的电感作为RFCHOKE应用在电源偏置电路中。微带传输线在频率较高的场合呈现出准TEM波的传输模式，其不同的形状结构会呈现出容性或感性的特征。利用传输线的这种传输模式特征，在较高的工作频率时，我们经常用微带传输线来进行输入和输出匹配电路设计。由微波理论知道：微带传输线的特征阻抗Z0主要和微带线的宽厚比（W/H）以及所用基材的介电常数有关，而微带传输线的输入阻抗则和它的特征阻抗Z0、电长度θ以及其终端所连接的负载阻抗ZL相关，公式如下：Zin=Z0（ZL+jZ0tanθ）/(Z0+jZLtanθ)在设计中我们经常用到公式中的几种特殊情况：a)ZL=0b)ZL=∞c)θ=900d)θ值比较小（<450）当ZL=0时，有Zin=jZ0tanθ,即在终端负载为零，当00<θ<900时，传输线的输入阻抗呈感性特征；当ZL=∞时，有Zin=-jZ0/tanθ，即在传输线为开路状态，当00<θ<900时，传输线的输入阻抗呈容性特征；当θ=900时，即传输线电长度为1/4波长，Zin=Z2O/ZL，我们所熟悉的WILKISON电桥就是利用这样的特点把50Ω的阻抗通过两段特征阻抗为70.7Ω，电长度为1/4波长的传输线转换到100Ω，进行功率分配；当θ值小于450时，分布参数元件所呈现的特征和集总参数中的电抗（包括感抗和容抗）特征几乎可以等效转换。在匹配电路的过程中，还有一些微带线的传播特征我们经常能够用上：例如90度电长度的短路线呈现出开路的特征，在电源偏置电路中，我们经常来用1/4波长的微带线来进行馈电，由于带线的这种特征馈电电路不会影响到阻抗匹配网络。-53- 从微波理论我们还可以知道，T型和π型结构的微带传输线能够等效为串联的传输电感，在此就不一一表述。表5.1总结了集总参数元件和可以等效转换的几种微带传输线模型：表5.1　微带传输线模块表以例1中得出的输入匹配电路为例来进行分布参数的转换：输入匹配电路中的3个并联电容可以等效转换为在微带线中串入一段电长度小于1/4波长的微带开路支节。而在实际的应用过程中，由于正切函数的特性（在角度为65度至90度之间，函数值增长很快），微带线在较长的电长度情况下不能够准确地等效出集总参数特性，这就要求我们在设计时尽量把串入的微带开路支节的电长度控制在65度范围之内。从表5.1中的等效模型我们能看到，集总参数的元件可以等效为多种微带线形式：不同的特征阻抗和不同的电长度都可以等效出相同的集总参数元件。而在实际设计过程中，为了保持电路的真实状态，尽量使电长度较小从而能够等效地进行集总参数的转换，因此我们通常在物理图形上采用对称的并联和串联微带线的方式组成匹配电路结构。-53- 例1中得到的所需匹配电路的结构和电抗值如图5.7所示：图5.7　输入匹配的电抗值对于并联的三个集总容抗参数，参考表5.1，等效过程如下：Z1=-j50Ω,可以等效为两个-j100Ω的并联微带线，选择带线的特征阻抗为25Ω，电长度为14度；-j25/tan140=-j100；Z2=-j12.5Ω,可以等效为并联两个-j25Ω的微带线，选择带线的特征阻抗为25Ω，电长度为45度；-j25/tan450=-j25；Z3=-j2.5Ω，等效为两个-5Ω的并联，由于其阻抗还是较低，即使取电长度为65度时，两段并联支节中的微带线特征阻抗仍然为Z=2*2.5*tan650=10.7Ω,10.7Ω的特征阻抗对于所需要转换的带线宽度，还是比较低。在这种情况下，可以通过微带线和电容并联的方式，来提高带线的特征阻抗。值得注意的是：在电路中所选择的电容要为高Q值电容，否则会影响到匹配电路的性能,另外所选取电容的容值也不要太大。两个并联支路中的每一支节的阻抗为-j5.0=ZSTUB||ZC我们取ZSTUB=-j15/tan650=-j7.0ΩZC=-j/[2πf(18pF)]=-17.7Ω即取微带线的特征阻抗为为25Ω，电长度为65度；另外取并联电容的容值为18pF。而对于串联的两个感抗参数，可以等效为图表中的第一种模式，等效过程如下：Z4=j25Ω-53- 取带线的特征阻抗为50Ω，电长度为28度，串联的每节带线阻抗为ZL1=ZL2=+jZ0tan(θ/2)=+j12.5Ω等效电路中并联的电抗为-j50/sin280=-j106.5，由于并联的电抗值较大，可以把此并联的电抗忽略不计，对等效电路几乎没有什么影响。Z5=+j10Ω取带线的特征阻抗为40Ω，电长度为16度ZL1=ZL2=+jZ0tan(θ/2)=+j5.0Ω同样等效电路中并联的电抗可以忽略不计而对等效电路几乎没有影响。分布参数的输入匹配电路如图5.8所示：图5.8　分布参数的输入参数匹配图输出匹配电路等效的分布参数转换和以上方法基本一致，在此就不一一赘述了。在匹配电路的设计中还需注意以下几点：a)对于输入匹配电路来说，要求电路的输入驻波比较小，另外合理的输入匹配电路也应该能满足频段内的带内平坦度；-53- a)对于输出匹配电路来说，要求输出匹配电路具有较低的损耗、较高的谐波抑制、较小的驻波比，同时也要能够保证功放的线性指标和效率。在匹配电路的设计中，我们还要考虑到放大器的稳定性，稳定性对于任何电路来说，都是重要的性能。电路中如果有振荡存在（如寄生震荡和参量振荡）就会影响到功放的稳定性能甚至会造成功率管的损坏。寄生振荡通常发生在加电、断电或者在输入激励功率的过程中；而如果存在参量振荡，在工作频率的子谐波（如f/2或f/3等）处会有频谱分量出现。另外由于功放管在低频率处的增益较高，也会有低频不稳定特性的出现。良好的匹配电路设计应该能够抑制这些不稳定性能。近年来随着微波仿真软件业的迅速发展，在匹配电路的设计上也出现了很多不错的软件，如AGILENT公司的ADS、APPWAVE公司的MWOFFICE等，通过这些软件的仿真，可以更好地、更快地帮助我们对匹配电路进行设计和仿真；另外现在一般生产微波功率管的厂家在功率管正式推出的同时，也给出了DEMO电路，通过测试DEMO电路和模仿DEMO电路来进行匹配电路设计，也可以极大地提高我们设计的速度。1.1功率合成技术在许多无线通信系统中需要有较大的功率输出，而由于功率管都有最大的功率输出能力，这时由单个功率管组成的功放不能满足大功率输出的需要，在这种情况下，就需要采用功率合成技术来达到所需要的功率输出要求。功率合成技术包括管芯合成、电路合成和空间合成，在本篇文章中只讨论电路合成技术。电路合成包括三个部分：功率分配单元、功率放大单元和功率合成单元。功率合成的简单原理为：由功率分配单元把输入信号分配给各路功放单元进行功率放大，再通过功率合成单元把各路功放单元的输出信号进行功率合成。由于功率合成为矢量合成，要达到较高的合成效率，就需要分配单元、放大单元和合成单元的幅度和相位特性要满足一定的条件。1.1.1功率分配和合成单元。一般来说，在功率合成的电路中，所采用的功率分配单元和功率合成单元的结构基本一致，呈现互易的特性。功率分配和合成单元的几个基本要求：有较低的插入损耗，使放大器的输出功率不会过多的消耗在分配和合成单元中；有较高的隔离度，放大器之间的不会造成交互干扰；有较好的幅度和相位一致性，保证合成效率；-53- 有较高的可靠性，要远远超过放大单元中各元件的可靠性，才能保证功率合成的可靠性；有较好的耐功率性，要能保证在任何放大单元损坏时，还能够继续正常工作；功率分配和合成器件从基本组成的方式来划分包括两种方式：级联的2：1端口的合成和链式的分配、合成器。级联的2：1端口合成可以组成1：2、1：4、1：8、1：16等等许多方式，其中基本的二路合成器可由WILKISON或微带线交叉指耦合器组成；而链式的分配、合成器是由n-1耦合器组成，其中第K路的耦合系数等于K的倒数，链路合成器的耦合量分别为-0dB、-3dB、-4.77dB、…、-10lgndB。链式分配、合成单元组成的合成电路框图如图5.9所示：图5.9　链式分配合成单元组成的合成电路框图而级联的2：1端口的合成器所组成的结构如图5.10所示：图5.10　级联2:1端口合成器结构功率合成电路中的分配器结构和此结构互易，在分配器和合成器之间加上N路功放，就形成级联的2：1端口的合成。当然在功率合成中，我们也可以用链式合成方式和级联的2：1端口合成方式共同组合完成如1：12（链式1：3和级联的1：4）等多种电路合成。-53- 在功率合成的电路中，除了要求分配单元和合成单元的相位、幅度的一致性，组成功率合成的各个功放单元也必须满足相位和幅度的一致性要求。图5.11所示的是去年我司为了迅速适应GSM边际网80W功率输出的需要，利用现有两个功放，在整个BTS机架不做较大改动的基础上，换上功率分配和合成单元，最后达到了80W的功率输出，目前该设备已在各地运行使用，运行状况良好。图5.11　公司目前使用的合成框图虚框为机架上的功率分配和合成单元，集中在一个组件之内，分别由3dB电桥组成，激励功率由分配器把功率一分为二后，分别进入两路功放PA1、PA2进行放大，最后由合成器进行功率合成，达到80W的功率输出。这其中对分配器和合成器的插入损耗、幅度平衡度和相位平衡度做了较为严格的要求，另外两路PA增益和相位的一致性也做出了要求。-53- 第一章功放设计中的前馈技术数字移动通信技术的发展，尤其是窄带CDMA和第三代移动通信技术的发展，对线性功放提出了新的要求。在移动通讯系统中，为了保证一定范围的信号覆盖，我们通常使用功率放大器来进行信号放大。在CDMA或W-CDMA的基站中，即使是单载频，也需要采用线性功放。这是因为CDMA技术是随机包络的宽带信道，如果采用一般的高功放（通常工作于AB类）将由于交调失真的影响产生频谱再生效应，如图6.1所示。有趣的是频谱再生尽管对本信道的影响不大甚至毫无影响，但它将会干扰相邻信道。为此，3gpp规范规定了频谱辐射模板（Spectrumemissionmask）的要求，而通常所说的高功放是难以达到此要求的。虽然采用A类功放能达到要求，但它的效率太低，也难以把功率放大到几十瓦的量级。因此。在高功放的基础上必须对其进行线性化处理，把运用了线性化技术的功放，就称为线性功放，它可以较好的解决信号的频谱再生问题。图6.1HPA产生的频谱再生1.1前馈技术线性化技术有多种，但适合宽带应用的是前馈和预失真技术。前馈早在二三十年代就由美国的贝尔实验室提出来了，但它在近十几年来有了很大的发展。由于其成熟性，目前市场上的产品几乎都用了该项技术。由于知识产权方面的关系，几乎各厂家都提出了各自的方法。图6.2是前馈功放一种最基本、最简单的实现框图。-53- 图6.2前馈功放原理框图在图6.2中，由耦合器C1、C2、C3，移相电路D2及主放大器组成环路1，其作用是为了消除放大器的载频信号功率；由耦合器C2、C3、Ce，移相电路D1及误差放大器组成的环路2是为了消除主放大器非线性产生的交调分量，改善功放的线性度。在功放的线性化技术中，包括数字预失真或前馈技术，都必须预先知道功放的频谱再生分量，即先得到频谱再生分量的幅度和相位信息。在前馈线性功放中，检测线性功放带外频谱再生分量常用的方法是引入导频信号，靠检测导频信号的大小来判别频谱再生分量的大小。其具体的做法是针对不同的技术和要求，如GSM、W-CDMA等，设计一种对应的导频信号，然后在线性功放的输出检测导频信号的能量，并用其来代替带外的频谱再生分量，线性功放就是按照导频信号的能量通过其内部的算法来控制矢量调制器，从而达到抵消由主功放引入的频谱再生分量。在前馈线性功放的设计中，采用导频方案有某些优点，但导频本身也是干扰信号，因此在方案的实现中也受到比较大的限制。在近年的发展中，出现了不用导频的方案，其框图如图6.3所示。-53- 图6.3前馈线性功放框图在图6.3中，低失真射频信号输入后，经功分器301分为两路。一路作为主路信号，经衰减器303、移相器302调整，主功放304放大。由于功放电路中非线性器件的影响，输出功率信号产生频谱再生，由耦合器305耦合出部分带有杂散的信号送入载频抵消回路，由功分器301分出的另一路输入信号经延迟线311延时后进入耦合器312，与耦合器305耦合出的主路信号进行反相载频抵消，为了使两路信号的幅度相等，主路信号耦合出来后，接入固定衰减器310进行电平调整，抵消后的误差信号经移相器314、衰减器315调整后进入误差放大器316，将误差信号放大到合适的电平，然后送入输出耦合器307实现误差抵消功能。主功放304输出信号通过延迟线延时后进入输出耦合器，与误差放大器输出的误差信号进行反相抵消，得到符合要求的射频输出信号。-53- 以上即是前馈功放的原理，其本质即是利用功放产生的非线性分量与输入的纯净信号经处理后使频谱再生分量得以抵消。前馈功放的抵消要求是很高的，需获得幅度、相位和时延的匹配。由于非线性功放存在AM/AM、AM/PM效应，诸如功率变化、温度变化以及器件老化等均会引起对消失灵。为此，在产品中需考虑自适应抵消技术，使得对消能够跟上内外环境的变化。在上图中，A处接载频抵消检测，B处接频谱再生分量抵消检测，它们为自适应抵消而设。一般，由于载波抵消的功率电平较高，可以用较常规的检测方法来实现；而频谱再生分量抵消检测，由于它是从主信号中耦合出来的，主信号大，而杂散分量很小，所以需要用特殊的方法加以实现。载频抵消检测和频谱再生分量抵消检测是自适应前馈功放的关键，线性功放按其检测的结果来进行自适应调整。下面介绍一下“30WWCDMA两载频线性功放”的技术实现。1.1实现方案该线性功放的系统功能框图如图6.4所示：　　　　　　　　　　　　图6.4WCDMA线性功放功能框图1.1.1方案介绍　　图6.4为nodeB两载频每载频15W平均输出功率W—CDMA线性功放设计框图，它由6个主要电路模块组成，这些模块包括：主功放模块（MAM）；误差放大器模块（EAM）；延时线滤波器模块（DLM）；自适应处理模块（ADPM）；检测模块（DETM）；电源模块（PS）。主要功能是进行多载波WCDMA调制射频信号的功率放大。整机的系统指标如表6.1所示：表6.1　整机系统指标参数规格频率2110-2170MHz输出功率30W（每模块）-53- 增益50±1dB（在整个频率范围内）增益平坦度±1dB（在整个温度和频率范围内）信道带内平坦度±0.2dB（在任一5MHz信道内）输出取样增益-50±2dB输入/输出回损>15dB邻信道泄漏功率比见说明1频谱辐射模板见说明2谐波2nd：<－45dBc，3rd：<－60dBc带外杂散<-60dBc直流电压-48V（-40~-57V）工作温度-5°C~+55°C储存温度-40°C~+80°C工作湿度20%~95%RH储存湿度5%~100%RH尺寸67mm(宽)×278mm(高)×365mm(纵深)连接器21WA4（盲插连接器）告警见说明3输出保护失配保护功放自保护告警5秒以上自动保护，告警继续上报效率>7%动态范围25dB内波动小于±0.5dBMTBF>80000小时-53- 带外保护见说明4说明：1.要求当输入信号为连续的2载波WCDMA信号，测试模式1、32个DPCH，PAR＝10dB@0.01%，ACPR优于52dB@5MHz，57dB@10MHz时，输出信号的ACPR恶化程度在3dB以内。2.要求当输入如1所规定的输入信号时，输出信号的频谱辐射模板恶化程度在2dB以内。3.告警及其门限：l过功率告警：当超过最大输出功率2dB时告警l过驻波比告警：当驻波比超过2:1时告警l过温度告警：当超过内部最高工作温度20℃时告警lDC过电流告警：当直流电源的电流超过最大正常工作电流的150％时告警l设备故障告警：功放环路的相位和增益超过控制范围，或发生其他故障时告警。下面对LPA各部分进行介绍。其中主功放模块由主功放前置电路（PC1）和主功放组成；误差放大器由误差放大器前置电路（PC2）和误差放大器组成。1.1.1主功放模块（MAM）在图5.4中，主功放模块功能有：l前级放大、分配、矢量调制、小信号延时等；l大功率放大。由TX送入的RF激励信号经主路衰减器的衰减和激励级的放大、隔离去输出耦合器作功率分配，再送到衰减器和移相器等处。由前置放大模块送来的信号经衰减器、移相器将电平和相位调整到合适的电平，从而实现载频抵消功能。由于衰减器、移相器等有较大的衰减，所以需要进行较高增益的放大以弥补其损耗。-53- 主功放把来自衰减器、移相器的信号作进一步的放大，以达到输出功率的要求。该部分的电路包括了输入信号的分配，放大，矢量调制及功率放大。功放部分一般由一级集成放大器和两级LDMOS大功率放大器组成，其ACLR指标一般在30－40之间，视交调抵消效率而定。如果交调抵消效率高，则该指标可以定的低一点；相反，则该指标就应该定的高一点。因为具体到W-CDMA，要求NodeB系统的ACLR在5MHz时要小于－45dBc，10MHz时小于－50dBc。考虑到功放的可生产性、测试误差等因素，实际设计的线性功放指标应比这一要求高几个dB。1.1.1误差放大器模块误差放大器具有如下功能：l载波抵消；l延时微调；l提供高线性、高增益的功率放大。误差放大器模块的载波抵消部分先进行载波抵消，提取误差信号。在PCB上设计图案以便对误差信号进行延时微调。误差信号送入衰减器、移相器，对来自载波抵消模块的信号进行矢量调制，并送误差放大器作进一步的放大到足够大的电平，并送该信号到延时滤波器模块作交调抵消。它由抵消电路，衰减器、移相器，延时器，放大器等电路组成。一般来说，误差放大器的功放部分可以与主功放的激励级相同。1.1.2延时滤波器模块延时滤波器模块的功能为：l对主路信号的延时l内置3个耦合器，分别作主功放信号的耦合、交调分量的抵消、线性功放输出信号的耦合。延时滤波器的框图如图6.5所示：-53- 图6.5　延时滤波器框图1.1.1检测模块本检测单板DETM完成驻波、输入功率、载波抵消效率等检测以及对Rx过来信号进行检测完成载波，交调杂散幅度大小的检测。对于载频抵消结果的检测相对简单些，因为即使抵消达到20—30dB，载频抵消环的输出端主载频的能量仍然占优势，因此可以用AD8313等来直接检测。交调抵消幅度检测用接收机的方法来实现。先将混合载波分量变频到190MHz的中频，在混频器后接一中频窄带声表滤波器抑制非测试点频谱分量，然后再经过AD8307检波而得。该部分电路需要本振，PLL，混频器，声表以及检测电路等。检测后的信号供自适应控制用。1.1.2信号处理模块信号处理模块包括：D/A变换器、信号处理器、A/D变换器等。该模块实现了对矢量调制器以及整个LPA的控制。自适应模块逻辑框图如图5.6所示：该模块是整个线性功放的控制中心。首先，根据载频抵消后载频信号的当前状态对电调衰减器、移相器进行控制，以获得良好的载频抵消效果。在误差抵消环，利用交调分量接收模块对此信号的检测，来判断误差抵消的效果而对电调衰减器、移相器进行控制，优化频谱扩散分量的抵消效果，使得当环境变化时，线性功率放大器的线性度指标仍然能够得到保证。-53- 图6.6　自适应控制模块框图该模块提供LPA和NODEB系统的通信链路RS-485口，告警和控制信息可以通过这条链路发送。它还控制着LPA的所有功能并监测全部单独模块的告警状态。自适应控制模块功能如下：l频率检测；l整个线性功放的线性化过程控制，包括优化算法；l对整个线性功放的保护控制；l与NodeB的接口。自适应控制模块在该系统中起着很重要的作用，尤其是其作为线性化过程的控制，将直接影响到系统性能的好坏，所以需要对这部分加以重视。-53- 还需要提出的是，前馈线性功放作为一个大功率部件，在具体设计时需十分重视效率。在满足线性的要求下，效率是功放中最根本的一项指标。不仅是基站的散热和能耗问题，更重要的是功放本身的效能利用问题，进而是成本的问题。就影响效率而言，尽管主功放的差别不会很大，但对主功放的精雕细琢还是会对整机效率起到一定的作用。线性化技术水平是整机效率的一个关键。除受前馈功放的整体架构（如延迟线的选取等）影响外，载波抵消环的抵消程度对效率有很大的影响。如果抵消精度高，一是可以减小误差放大器的功率，二是可以减小输出抵消的损耗，三是可以降低主功放的压力。正如大家所知道的，RF功率管是功放中最贵重的器件，只有它的用量降下来，才有望大幅度的降低整机的成本，同时增加效率。-53- 第一章功放中预失真技术目前，最常用的线性化技术包括功率回退、前馈和预失真。功率回退技术即业内统称的高功放设计技术，利用从1dB压缩点（P1dB）的大量功率回退，使功率放大器工作在线性段的功率动态内。这种技术是完全依靠放大管（特别是末级功放管）本身的性能来保证功率放大器的线性指标的，它只适合与小功率（一般不会超过50W）并且线性指标要求不高（譬如单载频CDMA信号功率放大）的环境使用，对于大功率和高线性要求（譬如多载频CDMA和WCDMA信号放大）的使用环境，则无法采用；前馈技术是利用两个信号对消环路反相抵消消除功率放大器输出信号中的非线性失真产物，实现功放电路的线性化目的，达到完全满足系统要求的线性放大指标。这种技术具有线性化处理带宽宽（最大可达30MHz）、线性改善指标高（最大可达25dB）以及技术成熟容易设计实现的优点，但是由于构成相对复杂，也具有生产一致性难以把握和成本比较高的缺点。1.1预失真原理预失真是近年来迅速发展的一种全新的射频功率放大器线性化技术，它是依靠在功率放大器输入通道中插入非线性传输环节——预失真器，在功率放大器输入信号中引入相关的预先失真分量，然后在输出端与功放的输出信号叠加，利用预失真器与功放电路正交相反的非线性特性，抵消消除功放的非线性产物，实现功放的线性化目标。预失真技术的原理示意参见图6.1，利用线1所示的预失真器的非线性特性曲线修正线3所示的功放的非线性特性曲线，就得到了线2所示的系统的线性特性曲线。图7.1预失真技术原理示意图-53- 在实际使用中，由于功放的非线性性能会随着工作环境温度、信号频率、输出功率以及时间老化因子等因数随时发生变化，而且不可能直接找到与功放完全匹配的非线性器件实现理想的预失真器，因此普通的预失真技术不能确保一定的线性改善效果，而必需加入相应的自适应控制机制，实现所谓的自适应预失真。如图6.2所示，自适应控制器通过监测取样的输入、输出信号特性，动态调整预失真器的非线性性能，闭环控制保证系统的线性化改善效果。图7.2自适应预失真原理框图从实现方法上，可以将预失真技术分为模拟预失真和数字预失真。模拟预失真是通过在射频功率放大器的射频输入通道中插入可以产生预失真效果的模拟器件，从而实现预失真目标。由于模拟器件的非线性性能和工作带宽限制，这种预失真手段难以达到比较好的线性化改善效果，一般为5~7dB，线性化带宽也比较窄，一般为5~10MHz；数字预失真的应用和开发目前比较热烈，它是通过在发信机前端基带输入和中频I、Q调制之间插入的全数字预失真电路实现的，即利用特定的预失真算法，通过数字信号处理（DSP）过程，对输入的基带信号实现即定的扩谱包络调制，而这种扩谱包络调制的特性是与功率放大器的非线性互调特性完全正交匹配相反的，所以可以有效抑制功率放大器的非线性互调，从而达到改善功放线性指标的目的。由于数字预失真的改善效果只受限于处理算法的复杂程度和DSP的硬件处理能力以及外围A/D、D/A电路的转换速度，理论上它可以实现与前馈技术同等的线性化改善效果。下面具体介绍目前比较流行的两种模拟预失真和一种数字预失真的线性化处理方法。1.1预失真方法1.1.1模拟预失真方法国外许多前馈线性功放产品中可以看到如图6.3所示的一种简单的模拟预失真电路。它是基于正交功率合成技术中隔离端信号抵消的原理，利用线性放大通道A输出的信号在合成隔离端抵消消除非线性放大通道B输出信号中的信号成分，得到非线性失真信号，并通过自适应的幅度、相位调整后，耦合引入功放输入信号中，实现预失真。这种方法具有构成简单、容易设计并且稳定性比较好的特点，但是改善效果比较差（4-5dB），而且无法实现近、远端互调同时抑制，也就是说改善了3阶改善不了5阶，而改善了5阶又改善不了3阶。因此，只是配合并适当完善前馈线性化系统使用。-53- 图7.3模拟预失真方法1原理示意图还有一种比较复杂但是可以同时抑制近端和远端互调的模拟预失真技术，它是通过谐波发生电路生成输入信号的多次谐波并引入到输入信号中，进而实现预失真。如图7.4所示的一种产生并引入输入信号2次和3次谐波的模拟预失真电路框图。功率放大器产生的3阶互调是多载频信号中一个频率的基波与另一个频率的2次谐波混频造成的（fIM3=2f1-f2和2f2-f1），5阶互调是多载频信号中一个频率的2次谐波与另一个频率的3次谐波混频造成的（fIM5=3f1-2f2和3f2-2f1），那么通过功放输入信号中引入的特定幅度和相位特性的2次和3次谐波有效抑制功放管中的2次和3次谐波形成，进而抑制功放输出端的3阶和5阶互调形成，实现线性化目标。图4中通过特定的ALC（自动电平控制）电路，使预失真器中谐波产生电路的输入信号在系统全动态范围内保持固定幅度，这样就保证了通过倍频和基波与2次谐波混频形成的2次和3次谐波的幅度也是固定不变的，这样系统就可以按照最佳线性改善的目标随意调谐引入2次和3次谐波的幅度和相位。这种技术应该对3阶互调和5阶互调同时抑制5-7dB。-53- 图7.4模拟预失真方法2示意图1.1.1数字预失真方法数字预失真是近几年迅速发展起来的一项射频功率放大器线性化技术，它是结合蜂窝移动通信系统基站发信机一体化设计实现的。目前我们公司主要接触的是由PMC公司推出的一套基带预失真方案，是基于PM7815和PM7818数字预失真芯片实现的。图7.5为PMC公司提供的PALADIN预失真方案示意图。图7.5数字预失真方案示意图这种方案的关键在于图6.5中示出的PALADIN信号处理板，PALADIN-15的DCSP（DigitalCorrectionSignalProcessor，数字校正信号处理器）芯片采用PMC的7815，PALADIN-18的DCSP芯片采用PMC的7818，两种电路板的ACPCE（AdaptiveControlProcessorCompensationEngine，自适应控制处理器补偿引擎）均采用TI的TMS320C5410-53- 数字信号处理器，PALADIN-15的预失真处理带宽为10MHz，PALADIN-18的预失真处理带宽为15MHz，具体性能参数参见表7.1。这种预失真系统的信号处理过程如下：首先，ACPCE根据BTS控制处理器传来的基站系统空中接口定义计算相应的预失真控制参数，并传送给DCSP，产生初始预失真量化表，DCSP形成最初的预失真处理过程，对基站MODEM输入的基带信号进行原始的预失真操作，并输出已经同时完成了数字中频I/Q调制的数字信号给D/A转换器；然后，DAC生成已经完成预失真和中频I/Q调制的模拟中频信号，再经过上变频得到功率放大器的射频输入信号；再后，功放输出信号一方面输出到天线发射覆盖用户区，另一方面被取样后通过下变频和A/D转换形成参考信号回送给DCSP，由其处理后连同输入的基带信号信息一起反馈给ACPCE；最后，ACPCE通过计算、处理、比较系统的预失真线性化改善效果，闭环修正DCSP的预失真参数表，使之优化预失真算法，进一步改善系统的预失真线性化处理结果，当然，ACPCE还应该随时将系统的工作状态信息上报BTS控制处理器。PALADIN的预失真处理是一个反复调整、不断改进的闭环控制过程，因此可以实现系统稳定的最佳线性化改善效果。表7.1PALADIN数字预失真性能参数表AirInterfaceInputSignalBandwidthPM7815PALADIN-15PM7818PALADIN-18UTRAandW-CDMA1-carrierWCDMA5MHzYesYes2-carrierWCDMA10MHzYesYes3-carrierWCDMA15MHzNoYes3-channelcdma20001xRTT(orIS-95)5MHzYesYes-53- cdma2000andIS-951-channelcdma20003xRTT6-channelcdma20001xRTT(orIS-95)10MHzYesYes2-channelcdma20003xRTT9-channelcdma20001xRTT(orIS-95)15MHzNoYes3-channelcdma20003xRTT通过将PALADIN系统与公司的功放产品（譬如CDMA事业部的800MHz和1900MHz高功放）结合试用和测试，我们发现这种线性化方案具有构成较为简单、线性化处理效果稳定、实现直流-射频转换效率高（一般的前馈技术最多只能实现10%的转换效率，而使用PALADIN预失真技术实现的效率可以达到12%~13%）的优点，但是同时也存在处理速度慢（秒量级）和线性化改善效果不够理想（前馈技术的线性化效果基本可以达到15dB~20dB，PALADIN预失真技术只能实现8dB~10dB的线性化改善，而且当功放的增益平坦度和相位线性度指标比较差时，改善效果还会进一步降低）的缺点，总体上来说，这种技术仍处于实验阶段，现在直接用于具体产品设计风险比较高，国外产品中没有见到该技术大量应用的事实也充分说明了这一点。-53- 第一章功放设计中的材料材料选型是微波功率放大器设计中的一个重要环节，合理地选择材料能够最大程度地优化指标、降低成本、提高可靠性。材料选型应以功放的具体要求（技术指标、使用场合、外形等）为基础。不同的功放有不同的技术指标要求，本文将以微波功放中常用的材料结合技术指标要求对材料选型进行逐一分析。1.1功放管的选型功放管选型是功放材料选型中的关键，因为功放管几乎与功放中所有的技术指标要求紧密相关，所以功放管选形对功放设计合理与否起决定作用。实际上，选择功放管要考虑的因素很多，这里我们就一些对功放管性能产生巨大影响而又容易被设计人员忽略的方面来分析如何选择合适的功放管以保证功放的性能。1.1.1工作带宽功放管的输入输出端口Q值对功放的带宽影响很大。原则上，此Q值不能大于工作中心频率与工作带宽的比值，并要留有较大的余量。下面以一个工作中心频率为450MHZ，工作带宽为100MHZ的宽带功放举例说明。本功放选用了ST公司生产的SD1563作为末级放大，我们可以计算一下SD1563是否满足功放的带宽要求。SD1563在本功放指定的工作条件下，输入输出阻抗分别为2+j3.2和1.8+j0.7，所以其输入输出端口Q值分别为1.6（3.2/2）和0.39（0.7/1.8），远小于允许的最大Q值4.5（450MHZ/100MHZ），所以，此功放管满足带宽要求。实际上，阻抗匹配电路的Q值对功放的带宽影响也同样很大，尤其是多级功放管级联放大时，整个功放的带宽会小于其中任何一级的放大器的带宽，这些问题都是在功放设计时应考虑的问题，但不属这里要讨论的范畴。1.1.2线性度线性功率放大器在移动通讯基站中被广泛采用，大功率的线性功率放大多采用AB或B类放大，功放管一般选线性度较好的LDMOS功率晶体管。目前，LDMOS功率晶体管的生产商主要有MOTOROLA、PHILIPS、ERICSSON等国外厂商。另外，GaAs功放管在基站线性功放中也有应用，特别是在日本。由于本国拥有大量的GaAs制造商，所以日本产的线性功放大都采用GaAs功放管，但由于GaAs功放管低电压、大电流的工作模式，使得GaAs在与LDMOS在基站线性功放的竞争中明显处于下风。-57-第八章功放设计中的材料 为了保证较高的线性度，功放管必须采取功率回退技术。值得一提的是，为了达到一定的线性指标，功放设计人员能够根据厂商提供的线性度测试曲线，确定末级功率晶体管，但是推动级功放管对整个功放线性度的影响往往容易被忽略。我们以线性度指标IM3（三阶教调）为例来说明这个问题，推动级的IM3如果优于末级10dB，则对级联后的功放IM3恶化0.4dB，在大部分情况下，这种程度的恶化是可以容忍的。这对同一系列的功放管来说相当于推动级比末级多回退了约5dB左右（不同厂商、不同系列的功放管在同样的功率回退情况下，IM3有较大的差异）。所以，为了最大程度地发挥末级功放的线性指标，我们建议在AB或B类线性大功率功放中，推动级功放比末级功放多回退5~7dB。另外，对于功放前级的小功率放大，建议采用A类或AB类功率模块，一则增益高、使用方便，二则能保证在小功率输出时具有很高的线性度。最后，我们还应注意到，功率回退虽然能提高线性度，但却使功放的效率随回退数的增加而降低，所以在选材时，不能一味地追求线性而忽略了效率，应在二者之间取折中。1.1.1工作频率目前，针对基站线性功放设计的LDMOS或AsGa功率晶体管几乎都只能用在某一特定频率下（针对某一特定频率段设计的），所以根据工作频率选功放管是十分容易的事，但对于一般用途的功放管来说，往往只能在其参数手册中查到特征频率Ft，为了保证功放管的增益，建议工作频率Fo<0.3Ft。1.1.2工作电压对于移动通讯基站或其它一些场合专用的功放管，生产厂家会给出推荐的工作电压和工作电压的极限值，但有许多通用的功放管，生产厂家没有特指其工作电压，应该掌握一个原则：工作电压一般不要超过VCEO（共发射极放大）或BVDSS（共源极放大）的三分之二。因为在功率放大时，工作电压加上集电极或漏极的被放大高频信号的有效值若超过VCEO或BVDSS就会使功放管击穿，尤其是在功放负载情况发生变化时，集电极或漏极的高频信号电压将会有较大的起伏，所以工作电压留有一定的余量是十分必要的。1.2匹配电容的选型-57-第八章功放设计中的材料 任何用于功率放大器的匹配电容都会有高频损耗，高频损耗会引起电容发热，过度发热会引起电容参数较大的变化甚至损坏，特别是在大功率功放中这个问题尤为突出。另外，匹配电容还会承受较高的高频电压，如果匹配电容的耐压偏低会使电容击穿。这里必须强调的是，在大功率功放中，匹配电容的损坏会引起功放失配从而导致功放的性能指标恶化、自激甚至损坏。由此可见，选择合适的匹配电容是功放设计中的一个重要环节，下面我们从高频损耗和耐压两方面来分析怎样选择匹配电容。1.1.1高频损耗为了降低大功率功放中使用的匹配电容的高频损耗，许多公司专门为此研制生产了高Q值微波电容，这种电容具有Q值高、ESR（等效串联电阻）低的特点，大大降低了电容的高频损耗。像美国的ATC、法国的TEKELECTEMEX、日本的SOSHIN等许多公司都生产微波大功率功放专用的系列高Q值电容。下面以一个实例来说明高Q值电容在微波大功率功放中的应用。图7.1所示的是用PHILIPS公司生产的功率管（对管封装）BLV861实现的860MHZ/100W推挽式功率放大器。输出端的阻抗匹配电路完成将BLV861中的对管的较低的输出阻抗值变换到25欧姆（图中B2是用电缆制作的平衡非平衡转换器，两个平衡端到地，的阻抗为25欧姆），显而易见，在功率传输过程中阻抗越低，电流越大，所以靠近功率管集电极的匹配电容C8（10PF）和C9（2.7PF）所要承受的高频电流最大，因而损耗也最大。如果不考虑功率损耗，图中的C8、C9可以用一个电容代替，实际上，C8和C9选用了ATC公司的Q值最高、ESR最低的ATC180R系列微波陶瓷电容，在功放输出100W时，C8和C9总共损耗功率1.2W，如果用一个13PF的ATC100B系列（Q值稍低、ESR稍大）的高Q值电容替代C8和C9，也同样能取得很好的匹配效果，但是此电容却要承受2.7W的功耗，对于一个2.79mm×2.79mm封装的电容，如此大的功耗足以使电容两端的焊锡熔化。而同为输出匹配电容的C10却可以选择ATC100B系列的电容（ATC100B系列电容比ATC180R价格低50%），原因很简单：此处的阻抗高（接近25欧姆），高频电流小。图8.1所示的匹配电路是分布参数（微带线）和集总参数（ATC电容）的混合物。实际上，如果不考虑匹配电路所占用的空间，这个匹配电路可以完全由微带线实现，这样可以将匹配元件的高频损耗降到很低的水平，当然，对于这样一个工作在860MHZ的大功率放大器而言，匹配电路所占用的空间可能往往不能忍受。但是，当工作频率很高时（如：WCDMA功放工作在2.1GHZ），一个完全由微带线实现的匹配电路在许多情况下是可以实现的。实际上，这样做，不仅仅是降低了高频损耗，同时还增加了可靠性、降低了成本并且更易于生产。-57-第八章功放设计中的材料 图8.1BLV861放大电路1.1.1耐压类似图8.1所示的大功率放大器，匹配电容要承受很高的高频电压，如果这个功放用在CDMA系统，匹配电容所承受的高频电压往往还要增加3倍以上（在CDMA系统中，峰均功率比经常会大于10）。因此，选择合适耐压的高Q值电容也同样十分重要。在图8.1中，通过C8和C9的高频电流最大，而靠近B2的C10承受的高频电压最高。如果C10两端到地的阻抗按25欧姆考虑，在功放100W输出时，如果被放大信号为恒定包络，C10两端要承受71V的高频电压（有效值）；如果被放大的信号是CDMA信号，按峰均比为10计算，C10两端承受的高频电压会增加到225V。实际工作时，当负载情况发生变化或过功率时，此高频电压还会有较大升幅，此时，选择500V耐压的高Q值电容（如：ATC100B系列或ATC180R系列）是必要的。1.2PCB板材微波大功率放大器中最常用的板材无疑是聚四氟乙烯玻璃纤维板，这种板材价格便宜、加工简单、介电常数适中（一般在2.5~3.5之间）。还有一种常用的板材是氧化铝陶瓷板，它具有介电常数高（一般在9~9.5之间）、介质损耗小、表面光洁等特点。在实际应用中，为了减小匹配电路的尺寸，我们常常选用高介电常数板材，但是，有一个问题不能忽略，匹配电路过小时，在PCB板加工过程或焊接过程所带来的偏差对匹配电路性能的影响会很大。根据自己的需要对各种因素综合考虑，才能选择合适的板材。-57-第八章功放设计中的材料 第一章功放电路的结构与屏蔽1.1按功能（频率）分隔布局进行屏蔽一个无线通信或测试设备都有两大部分组成--基带处理部分和射频部分，基带信号又由数字信号和低频模拟信号组成，如图9.1所示。现代集成电路发展往往要把基带处理部分和射频部分紧密结合成能独立实现某一功能的一个模块。这样就需要在一块PCB上实现数模共存、高中低频共存，且各自正常工作互不影响，给PCB的设计提出了新的要求！图9.1现代无线通信设备典型结构首先将基带处理单元和射频处理单元这两大部分分开布局，两者之间加隔离地将射频部分用屏蔽腔屏蔽，通过物理隔离、滤波等方式减少电磁干扰如图9.2所示（公司某产品的一个模块），上半部分是基带处理单元，下半部分有小格子的是射频处理单元。基带部分的数字信号和低频模拟信号按照数/模分割铺地及一般的要求原则布局排板。-63-第九章功放电路的结构与屏蔽 (a)PCB分隔为上下两部分(b)下半部射频部分加屏蔽腔后的实物图图9.2多种信号共存分隔屏蔽实体-63-第九章功放电路的结构与屏蔽 射频信号因功能不同，相对有高、中、低之分，相互之间必须严格隔离，否则无法正常工作。如图9.3所示，将射频部分各功能单元用隔离地分隔成一些小的单元，用屏蔽腔屏蔽。双线处即是隔离地，隔离地上不能涂绿油，应当做焊盘处理，以便与屏蔽腔良好接触。隔离地上必须打上过孔，过孔必须经金属化处理，过孔的距离要小于十五分之一波长，孔径一般为0.8~1.2mm。图9.3射频单元PCB的分隔射频布局最好按信号处理的流程走直线，严禁输出迂回到输入。因为射频链路一般都有很高的增益，输出的信号要比输入的信号高数十dB，尽管有屏蔽隔离，若稍有不慎也会引起强烈的自激，这一点必须要注意。一些特殊的射频单元如低噪放（LNA）、压控振荡器（VCO）、本振放大、混频器（MIXER）等要考虑二次屏蔽，在PCB设计时要考虑好部分屏蔽盒的安装。1.1射频PCB印制线的特殊处理1.1.1阻抗控制射频电路PCB上的印制线除了一般的布线原则--考虑电流大小外，还必须考虑印制线的特性阻抗，严格进行阻抗匹配，在PCB制作时必须考虑印制线的阻抗控制。印制线的特性阻抗与PCB的材料及物理参数相关，射频电路PCB最好选择高频、微波板材。射频电路PCB的印制线不象数字或低频模拟信号仅仅是信号的通路。在射频电路中，因分布参数的原因，往往会把一段印制线设计成有特殊功能的线段，可等效成一个物理器件，完成一定的功能。如常用的四分之一波长的开路线，就是一个等效电感。图9.4左边就是一个用印制线实现的微带滤波器，它等效于右边的集中参数滤波器。-63-第九章功放电路的结构与屏蔽 (a)分布参数滤波器(b)集中参数滤波器图9.4PCB上的印制线电路1.1.1印制线拐弯在射频电路中，如果需要线路拐弯，要考虑高频效应，必须用45°拐弯，大信号的印制线要做如图9.5所示的处理。图9.5射频印制线的拐弯处理1.1.2多层板现在由于电路密度的增加，常要采用多层板。如按照一般的电磁兼容的原则，常采用顶层、底层做参考地，可防辐射干扰。但在射频多层PCB设计时，由于射频PCB往往加有很好的屏蔽体，已经做了防辐射措施。所以，在射频多层PCB中，多把顶层、底层做信号层，有利于用微带线设计微带电路，且便于进行阻抗控制。如信号线走中间层，则成带状线，带状线的引入与引出不好处理，且在相同阻抗时带状线比微带线要细很多，会使插损增大。-63-第九章功放电路的结构与屏蔽 1.1电源及输入输出信号的处理射频信号的输入输出用专用的射频连接器，屏蔽腔内部可以用穿墙电缆或用简单的50欧姆微带线连接，在连接处的隔离墙上开小豁口。电源输入要通过穿芯电容引入，在引入线上套磁环。若不能使用穿芯电容，则必须采用滤波电路，必须经过良好的滤波处理，电源线最容易引入或引出干扰信号。各输入输出控制或低频信号线，原则上也必须通过穿芯电容。若不能使用穿芯电容，则必须采用滤波电路，经过良好的滤波处理，否则也会引起干扰或使控制失误。1.2屏蔽腔的设计屏蔽腔体的尺寸主要决定于屏蔽腔体内电子元器件和其走线所占空间的大小。此外，为了避免腔体的导电壁对电路中电场的扰动，盖板离电路的距离应在5~10h（电路板高度）以上。最靠近边缘的电路走线距腔体壁的距离应在3h以上。大部分屏蔽腔体可以看作是一个部分填充介质的矩形谐振腔。当电路工作频率接近此种“矩形谐振腔”的谐振频率时，有部分能量被吸收，并可能在某一频率发生衰减尖峰，影响电路的正常工作。屏蔽腔体尺寸的确定应避免此种情况的发生。屏蔽腔体的尺寸参数和谐振频率的关系为式中：——谐振波长；M、N——谐振模次数（为任意正整数）；——谐振腔体长；——谐振腔体宽；——谐振腔体高；——介质厚度（印制电路板高）；——介质的相对介电常数；-63-第九章功放电路的结构与屏蔽 一般情况下M和N最大取到2或3即可，更大的谐振模式已很微弱，其影响可以不考虑。屏蔽腔要注意孔缝效应，由于屏蔽腔是密封的因此还需考虑散热问题。-63-第九章功放电路的结构与屏蔽'