微波匹配网络设计.doc 76页

'微波匹配网络设计毕业设计（论文）任务书附表一题目来源：科研课题名称设计人姓名学号指导教师姓名、职称指导时间/地点专业班级一、设计（论文）内容用ADS软件，设计集总参数匹配网络：形匹配网络、形匹配网络、形匹配网络；设计分布参数匹配电路：单支节匹配网络、双支节匹配网络、阻抗匹配网络。 二、设计（论文）的主要技术指标1、设计集总参数形匹配网络中心频率为1GHz，负载由10电阻和1.6nH电感串联而成，要求使负载与50的传输线相匹配。设计集总参数形匹配网络中心频率为1GHz，负载由80的电阻和2.65pF的电容串联而成，要求负载与50的传输线相匹配。设计集总参数形匹配网络中心频率为1GHz，负载由80的电阻和2.65pF的电容串联而成，要求负载与50的传输线相匹配。设计单支节匹配网络中心频率为2GHz，负载阻抗为（38.5-j41.5），支节特性阻抗为50，传输线特性阻抗50，要求负载与50的传输线相匹配，微带线基板厚度为1mm，微带线相对介电常数为5.3。设计双支节匹配网络中心频率为2GHz，负载阻抗为80，要求负载与50的传输线相匹配，微带线基板厚度为0.5mm，相对介电常数为9.6，支节1的特性阻抗为60，支节2的特性阻抗为70。设计阻抗匹配网络中心频率为2GHz，频带宽度为0.2GHz，负载阻抗为40，最大电压反射系数为0.1，要求负载与50的传输线相匹配，微带线基板的厚度为0.5mm，微带线相对介电常数为9.6。三、进度安排1、2月下旬：收集与论文题目相关的经典教材和学术著作；选定英文科技文献翻译材料。2、3月上旬：阅读教材和著作；翻译文献。3、3月下旬：确定课题思路，学习理论知识；修改翻译内容。4、4月上旬：选择仿真工具并学习使用方法。5、4月下旬：对设计进行仿真，观察实验数据并整理记录。6、5月上旬：完成论文初稿。7、5月下旬：规范书写格式并完善细节，等待答辩。 四、毕业设计（论文）提交的文档及基本要求1．毕业论文一份（包含封皮、目录、中英文摘要、内容及参考文献）2．不少于5000汉字的科技翻译资料一份3、毕业论文简介（A4纸1~2页）（包含题目、专业、年级、姓名、指导教师、毕业论文所做的工作、解决的问题、创新之处等）4．毕业设计任务书5．开题报告6．毕业设计工作中期检查表 毕业设计开题报告附表二2013年3月1日课题名称射频/微波匹配网络设计学生姓名学号专业班级一、选题的目的意义在射频电路的设计中，阻抗匹配是最重要的概念之一。匹配网络的实质是实现阻抗变换，使负载与传输线匹配或使负载与信源匹配。因为匹配关系到系统的传输效率、功率容量和工作稳定性，所以是电路和系统设计时必须考虑的问题。二、国内外研究综述射频电路的设计方法与低频电路的设计方法有很大的不同，因为随着频率的提高传输波的波长也降低到了可以和电路元件相比拟的状态，在此情况下，电路电压和电流都不再保持不变，这就增加了匹配网络设计和仿真测试的难度。然而，随着科技的发展，射频电路的设计越来越复杂，指标要求越来越高，设计周期却越来越短。因此，使用软件工具已经成为射频电路设计的必然趋势。目前，ADS（AdvancedDesignSystem）软件是在国内外高校、科研院所和大型IT公司中最流行的射频微波电路设计仿真工具，该软件功能强大，仿真手段丰富多样，是广受射频工程师们认可的工程软件。一般的传输线电路包含信号源、传输线和终端负载，所以主要考虑两种匹配情况：①传输线与终端负载的匹配②传输线与信号源的匹配。总的来说，匹配网络的设计大致分三种，即集总参数元件匹配网络设计、分布参数元件匹配网络设计和混合参数元件匹配网络设计。集总参数匹配网络是由串联或并联的电感或电容构成的，一般分L形匹配网络、形匹配网络和形匹配网络三种。分布参数匹配网络是由串联支节或并联支节构成的，由于微带线是射频电路中比较理想的传输线，所以，一般来说，支节是由微带线实现的。分布参数匹配网络一般分单支节匹配网络、双支节匹配网络和阻抗匹配网络。混合参数元件匹配网络有集总参数的电容，于是比全部采用分布参数的匹配网络更紧凑，这种网络由两段传输线及之间一个并联电容构成结构的，这种结构的优点在于可实现任意阻抗变换，只需通过调整电容值和电容值在微带线上的位置就可以很方便灵活地调整电路参数，因此具有很好的应用前景。 三、毕业设计（论文）所用的方法首先，介绍课题所需的理论基础，即传输线理论和阻抗圆图的使用方法。其次，结合设计实例使用理论知识进行匹配网络设计。然后，使用ADS2009射频仿真软件对匹配网络设计方案进行软件仿真，观察并记录电路性能的仿真数据。最后，通过综合各匹配网络的仿真结果说明使用ADS软件进行匹配网络设计的可行性。四、主要参考文献与资料获得情况[1]黄玉兰．射频电路理论与设计．北京：人民邮电出版社，2011．[2]黄玉兰．ADS射频电路设计基础与典型应用．北京：人民邮电出版社，2010．[3]朱进，尹园威，刘超．射频电路匹配网络的分析与设计．《信息技术》2011年8期．[4]徐兴福．ADS2008射频电路设计与仿真实例．电子工业出版社，2009．[5]黄秋元，董诗波．射频电路中匹配网络的设计与分析．武汉理工大学学报第31卷第6期．[6]陈艳华，李朝晖，夏玮．ADS应用详解——射频电路设计与仿真．人民邮电出版社，2008.9．[7]孟庆斌，黄贵兴，葛付伟，李维祥．一种低噪放多级匹配网络的设计与仿真．微波学报2012年6月第28卷第3期．[8]刘凤格．匹配电路设计软件的实现与验证．电讯技术2010年6月第50卷第6期．[9]尹川，姚毅．基于ADS射频电路匹配网络的建立．荆楚理工学院学报2010年第9期．[10]陈蓓锋，刘学观．双支节阻抗匹配网络的实现．现代电子技术2007年第23期．[11]陈晓玲，刘敏，王艳芬，盛春玲．阻抗匹配的原理与应用．硅谷2008年22期．[12]王翠珍，吴凌燕，陈世夏．电路阻抗匹配网络的设计．科技信息2009年33期．[13]ReinhoklLudwig，PavelBretchko．RFCircuitDesignandApplication．科学出版社，2002．[14]PatrickScheele．ContinuouslyTunableImpedanceMatchingNetworkUsingFerroelectricVaractors．IEEE，2005． 五、指导教师审批意见题目切实可行，研究思路正确，资料获得情况良好。文献阅读广泛，所用方法合理，同意开题。签字：年月日 毕业设计工作中期检查Ⅰ附表三2013年3月16日课题名称姓名专业和班级指导教师毕业设计具体内容、目标和可能遇到的问题设计内容与目标：1、设计集总参数形匹配网络中心频率为1GHz，负载由10电阻和1.6nH电感串联而成，要求使负载与50的传输线相匹配。2、设计集总参数形匹配网络中心频率为1GHz，负载由80的电阻和2.65pF的电容串联而成，要求负载与50的传输线相匹配。3、设计集总参数形匹配网络中心频率为1GHz，负载由80的电阻和2.65pF的电容串联而成，要求负载与50的传输线相匹配。可能遇到的问题：1、不太熟悉ADS软件中英文表示的那些元件列表的意思，并且有的两个元件面板里的一些元件图标比较相似不易区分，只能通过查阅软件学习教程才能明白。2、形匹配网络和形匹配网络都是三元件匹配网络，要从归一化阻抗所在点开始先后在史密斯阻抗圆图或导纳圆图上进行三次旋转才能回到匹配点，这三次旋转是相互关联的，每一次旋转都影响到最后是否能回到匹配点，所以这个地方是难点，只能通过多次尝试才可以。 采取的研究方法、技术路线、实验方案及可行性分析1、研究方法：使用ADS软件设计匹配网络并做原理图仿真，根据仿真结果判断设计可行性。2、技术路线：集总参数形匹配网络：从负载端向传输线方向看去，先串联=5.30pF的电容，再并联一个=3.98nH的电感，并使电感接地。集总参数形匹配网络：从负载端向传输线方向看去，先串联=15.62nH的电感，然后并联一个=30.78nH的电感，并使电感接地，最后再串联=3.21pF的电容。集总参数形匹配网络：从负载端向传输线方向看去，先并联=5.20nH的电感，然后串联一个=10.46pF的电容，然后再并联=5.62pF的电容，最后使和接地。3、实验方案：通过对所设计的匹配网络进行原理图仿真验证该匹配网络的匹配状态是否良好。4、可行性分析：通过观察仿真结果，集总参数形匹配网络、形匹配网络和形匹配网络的匹配状态都良好，也即设计方案是可行的。 三、指导教师对学生出勤、文献阅读等方面的评语能在规定的时间周二向老师汇报论文进展情况；学习了ADS软件的使用方法和匹配网络的一些基础知识，参考一些比较先进的国内资料与外文文献，确定了一个比较合适的设计方法。阅读了[1]黄玉兰．射频电路理论与设计.人民邮电出版社，2008．[2]陈艳华．ADS应用详解一射频电路设计与仿真[M].人民邮电出版社，2008年．[3]ReinhoklLudwig,PavelBretchko．RFCircuitDesignandApplication．科学出版社，2002．[4]PatrickScheele．ContinuouslyTunableImpedanceMatchingNetworkUsingFerroelectricVaractors．IEEE，2005．等资料。论文进度达到了预定目标。签字：年月日此表学生填写，指导教师给出评语后，复印件于第五周交院教学办公室。毕业设计工作中期检查Ⅱ附表四2013年4月26日课题名称姓名专业和班级指导教师阶段性结果已完成集总参数形匹配网络、集总参数形匹配网络、集总参数形匹配网络的设计和仿真并整理好了设计文档；初步进行了分布参数单支节匹配网络、分布参数双支节匹配网络和分布参数阻抗匹配网络的设计和仿真，其中双支节匹配网络设计的仿真结果不符合工程应用要求。 二、存在的问题1、分布参数双支节匹配网络的设计经过原理图仿真得到的仿真结果不符合工程应用要求，需要做设计改进。2、在设计匹配网络时可以在网络响应数据显示区看到电压反射系数曲线和正向电压传输系数曲线，但是在出原理图仿真结果时，纵坐标只能选到参量不能选到参量。三、后一步工作设想对分布参数双支节匹配网络做些设计改进，整理分布参数匹配网络设计文档。总结设计中遇到的问题和解决方法。完善整个设计文档。四、指导教师对学生出勤、论文进展方面的评语签字：年月日指导教师组织学生口头汇报后，学生填写该表，教师给出评语后，于第十周交院教学办公室。 Abstract:ImpedancematchingisoneofthemostimportantconceptsinthedesignofRFcircuit.Impedancematchingisachievedbyamatchingnetwork,andtheessenceofthematchingnetworkisrelatedtoimpedancetransformation,whichmakesaloadmatchwithatransmissionlineorwithasource.Becausethematchingnetworkisrelatedtotransmissionefficiency,powercapacityandworkingstabilityofthesystem,soitistheessentialquestionmustconsideredinthedesignofthecircuitandsystem.Asthetheoreticalfoundationofthematchingnetworkdesignisverycomplexandtheknowledgebetweenthepartsoftheoreticalfoundationislinkedtoeachother,ifthetheoreticalbasisofthesystemisnotgiven,itwillbedifficulttounderstandthefollowingdesignprocess,soitispropertointroducethetheoryinthefirstandthendesignthematchingnetworksothattheconceptofmatchingnetworkdesigniseasilytobeunderstood.Ontheclassificationofthecontent,thispaperisroughlydividedintothreepartsexcepttheintroduction.Themaincontentofeachpartisdescribedasthefollowing.Firstofall,thefirstpartmainlydiscussesseveralimportantconceptsoftheRFcircuit,suchasthreekindsofworkingstationofthetransmissionline,thatistosay,travelingwavestation,standingwavestationandmovingstandingwavestationandtheirrespectivecharacteristics;thecompositionofthemicrostriplineandthecalculationoftherelevantparameters;thecompositionandmaincharacteristicsoftheSmithchart;thetypesofthematchingnetworkandhowtomakeuseoftheSmithcharttodesignamatchingnetwork;themethodstoanalysistheRFcircuitnetworkandphysicalmeaningofthescatteringparametersofatwo-portnetwork.Then,basedontheabovetheoreticalbasis,thesecondpartusesADS(AdvancedDesignSystem)softwaretoaccomplishthelumpedanddistributedparametermatchingnetworkdesign,whichistheperfectsoftwareinthefieldofRFandmicrowaveengineering,andthengivesthedetaileddesignsteps,thenecessarypictures,thefeasiblesimulationschematicdiagramandthefinalsimulationresults,andatlast,analysisthesimulationresultstoprovethatthematchingnetworkisingoodcondition.Finally,thethirdpartmakesconclusiontothedesignfromfiveaspects,mainsummarizeareasfollows:thefeasibilityofusingADSformatchingnetworkdesign;theeffectofvalueaccuracyofthematchingnetworkelementsontheresultsofthesimulation;therelationshipbetweenthereflectioncoefficientandthebandwidth;thecontrastofsimulationresultsofterminalopencircuitmethodandterminalshortcircuitmethod.Keywords:SmithChart;Impedancematching;matchingnetwork;ADS 目录绪论11射频电路理论31.1集总参数与分布参数31.2传输线理论31.2.1传输线的分布电路模型41.2.2传输线的基本特性参数41.2.3传输线工作状态61.2.4微带线71.3史密斯圆图91.3.1反射系数圆101.3.2史密斯阻抗圆图111.3.3史密斯阻抗-导纳圆图131.4匹配网络141.4.1集总参数元件匹配网络151.4.2分布参数元件匹配网络171.4.3混合参数元件匹配网络191.5射频网络基础191.5.1射频电路工作特性的分析方法191.5.2二端口射频网络参量202设计内容212.1集总参数元件匹配网络设计212.1.1L形匹配网络212.1.2T形匹配网络262.1.3形匹配网络312.2分布参数元件匹配网络设计352.2.1单支节匹配352.2.2双支节匹配392.2.3阻抗匹配网络443设计总结483.1使用ADS进行匹配网络设计的可行性48-2- 3.2仿真参数选择483.3匹配元件取值精度对仿真结果的影响493.4反射系数与带宽513.5终端开路与终端短路51致谢53参考文献54-2- 1绪论随着通信手段的日益丰富和通信技术的不断发展，通信领域经历了从有线到无线、从固定到移动、从低频到高频的巨大变化，在需求的强大激励和技术的有力支持下，与现代通信相匹配的射频(RF)和微波(MW)电路得到了广泛的应用，逐渐成为科学和工程领域中一门令人瞩目的技术。在电子通信系统中，只有使用更高的载波频率，才能获得更大的带宽。随着科学技术的不断进步，电子通信系统的工作频率不断提高，目前应用日趋广泛的移动通信(GMS3G)、全球定位(GPS)、无线局域网(WLAN)、宽带无线接入系统(WIMAX)和射频识别(RFID)等领域，工作频率都已经达到了GHz,此外新型半导体器件和计算机的工作频率也已经达到GHz频段，这使得与此频段相适应的射频和微波电路逐渐成为一个普遍存在的技术，这就迫切需要人们熟悉相应的射频和微波电路设计方法。射频和微波电路是电与磁的场分布理论与传统电子学技术的融合，它将波动理论引入电路之中，形成射频和微波电路的理论体系和设计方法，这些波的反射和传输是影响射频和微波电路的关键因素。在电子通信领域，信号采用的传输方式和信号的传输特性是由工作频率决定的。目前射频(RadioFrequency)没有一个严格的频率范围定义，广义地说，可以向外辐射电磁信号的频率称为射频，而在电路设计中，当频率较高，电路的尺寸可以与波长相比拟时，电路可以称为射频电路。一般认为，当频率高于30MHz时电路的设计就需要考虑射频电路理论，而射频电路理论应用的典型频段为几百MHz至4GHz，在这个频率范围内，由于分布参数的存在，电路中出现了许多独特的性质，这些性质在常用的低频电路中从没遇到过，而低频的基尔霍夫电路理论也不再适用。因此需要建立新的射频电路理论体系。只有确切地知道射频电路与低频电路有什么区别及如何实现，才能开发并改进射频电路，满足射频领域不断发展的需求。现在射频电路的设计越来越复杂，指标要求越来越高，而设计周期却越来越短，这要求设计者使用电子设计子自动化软件工具。目前国内外各种商业化射频和微波电子设计自动化软件工具不断涌现，使用软件工具已经成为射频和微波电路设计的必然趋势。在深入理解射频电路的基础上，结合软件工具进行设计，是通向射频电路设计成功的最佳路线。ADS(AdcancedDesignSystem)软件由美国安捷伦(Agilent)公司开发，是目前射频和微波电路设计的首选工程软件。该软件功能强大，仿真手段丰富多样，可实现包括时域和频域、数字和模拟、线性和非线性、电磁和数字信号处理等多样仿真手段，并可对设计结果进行成品率分析和优化，从而大大提高了复杂电路的设计效率，是当今业界最流行的射频和微波电路设计工具，并在国内高校、科研院所和大型IT公司中逐渐推广使用，是一款非常值得学习的软件。 1射频电路理论1.1集总参数与分布参数在低频电路中，认为电场能量集中在电容中，磁场能量集中在电感中，电磁能的消耗全部集中在电阻上，连接元件的导线是既无电感电容又无电阻电导的理想导线，这就是集总参数的概念。分布参数是相对于集总参数而言的。当频率增高到射频，连接元件的传输线由于集肤效应的出现，使传输线的有效面积减小，传输线上的电阻增加，且分布在传输线上，可称为传输线的分布电阻；传输线上有高频电流流过，传输线周围必然有高频磁场存在，沿线就存在电感，可称为传输线的分布电感；又因传输线两导体间有电压，故两导体间存在高频电场，沿线就分布着电容，可称为传输线的分布电容；传输线两导体间有漏电，沿线两导体间就存在漏电导，可称为传输线的分布电导。认为分布电阻、分布电导、分布电感和分布电容这4个分布参数存在于传输线的所有位置上，就是分布参数的概念。 1.1传输线理论随着工作频率的提高，工作波长不断减小，当波长与元器件尺寸或电路尺寸相比拟时，传输线上的电压和电流将随空间位置而变化，这就是传输线理论。传输线理论是长线理论。传输线是长线还是短线，取决于传输线的电长度而不是它的几何长度。所谓电长度，就是传输线的几何长度与工作波长的比值。在射频电路中，传输线的几何长度有时只不过几厘米，但因为这个长度已经可以与工作波长相比拟，仍称它为长线；相反地，输送市电的电力线，即使几何长度为几千米，但与市电的波长(6000km)相比还是小很多，所以只能看作是短线。根据传输线上分布参数是否是均匀分布，传输线可分为均匀传输线和不均匀传输线。所谓均匀传输线，是指传输线的几何尺寸、相对位置、导体材料及导体周围煤质特性沿电磁波的传输方向不改变的传输线。那么，传输线的几何尺寸、相对位置、导体材料及导体周围煤质特性沿电磁波的传输方向改变的传输线就是不均匀传输线。一般情况下，均匀传输线单位长度上有4个分布参数，即分布电阻、分布电导、分布电感和分布电容，它们的数值均与传输线的种类、形状、尺寸、导体材料及导体周围媒质特性有关。均匀传输线的分布参数定义如下：分布电阻—传输线单位长度上的总电阻值，单位为。分布电导—传输线单位长度上的总电导值，单位为。分布电感—传输线单位长度上的总电感值，单位为。分布电容—传输线单位长度上的总电容值，单位为。1.1.1传输线的分布电路模型有了均匀传输线的分布参数的概念，可以将均匀传输线分割成许多小线元()，每个小线元可以看作集总参数电路，它的4个参数分别为、、和，那么，传输线的分布电路模型如图1.1所示。 图2.1传输线分布电路模型1.1.1传输线的基本特性参数通过研究传输线上电压和电流的变化规律以及它们之间的相互关系，可以得到传输线的一些基本特性参数。1.特性阻抗特性阻抗定义为传输线上的入射电压与入射电流（行波电压与行波电流）之比，常以表示：(1.1)式中，为分布电阻，为分布电导，为分布电感，为分布电阻容。对于射频传输线，特性阻抗近似为：(1.2)在射频情况下可以认为传输线的特性阻抗为纯阻抗。2.输入阻抗输入阻抗定义为传输线上任意一点电压与电流之比，常以表示：(1.3)其中式中，为负载阻抗，为传输线的特性阻抗， 表示传输线上的任意位置。1.反射系数传输线上的波一般为入射波和反射波的叠加。波的反射现象是传输线上最基本的物理现象，传输线的工作状态也主要决定于反射的情况。为了表示传输线的反射特性，我们引入了反射系数的概念。反射系数定义为传输线上某点的反射电压与入射电压（或反射电流与入射电流）之比，常以表示：(1.4)式中，为反射电压，为入射电压，为反射电流，为入射电流。上式还可以表示为：(1.5)式中，为终端反射系数，为终端反射系数的相位，表示传输线上的任意位置。2.驻波系数反射系数可以用来表示传输线的反射特性，但是由于它是复数，并且随传输线的位置而改变。为了更方便地表示传输线的反射特性，工程上引入了驻波系数的概念。驻波系数定义为传输线上电压最大点与电压最小点的电压振幅之比，常以或VSWR表示：(1.6)式中，为电压最大点的幅值，为电压最小点的幅值。上式还可以表示为：(1.7) 式中，为终端反射系数的模值。1.回波损耗回波损耗是由于传输线上信号的反射引起的，回波损耗的定义为dB(1.8)1.1.2传输线工作状态传输线的工作状态是指传输线上电压、电流和阻抗的分布规律。传输线的工作状态有行波工作状态、驻波工作状态和行驻波工作状态。射频波段的传输线一般不长，可以把传输线当作无耗传输线处理。以下的分析都是基于无耗传输线的。1.行波工作状态有两种情况可以产生无反射工作状态：一是传输线无限长的情况；二是负载匹配匹配的情况。实际中只考虑第二种情况，即当传输线终端负载匹配时，传输线上只有入射波，没有反射波，传输线处于行波工作状态。当行波状态的特点：(1)传输线上各点电压和电流的振幅不变。(2)传输线上电压和电流的相位相同，而且都随位置的增加线性滞后。(3)传输线上各点的输入阻抗均等于特性阻抗。2.驻波工作状态当传输线终端短路、终端开路或接纯电抗负载时，传输线上的传输波产生全反射，称为驻波状态。驻波状态的特点：(1)传输线上电压和电流的振幅是位置的函数，具有波腹点和波谷点，波腹点和波谷点相距，波谷点振幅为0。(2)电压和电流的振幅模值具有重复性。(3)传输线上各点的输入阻抗为纯电抗。每过，输入阻抗性质改变一次（容性变感性，感性变容性；短路变开路，开路变短路）。 (4)电感和电容可以用一段适当长度的终端短路传输线或终端开路传输线等效。1.行驻波状态当均匀无耗传输线终端接上面所述以外的负载时，信号源给出的能量一部分被负载吸收，另一部分被负载反射，传输线上产生部分反射而形成行驻波。行驻波状态的特点：(1)传输线上电压和电流的振幅是位置的函数，具有波腹点和波谷点，波腹点和波谷点相距，但波谷点振幅不为0。(2)传输线上输入阻抗周期性变化，周期为。只有在电压波腹点和电压波谷点时，输入阻抗为纯电阻。在电压波腹点处；在电压波谷点处。1.1.2微带线微带线是平面型结构，可以用刻蚀电路技术在(PCB)上制作，容易外接固体射频器件构成各种射频有源电路，而且可以在一块介质基片上制作完整的电路，实现射频部件和系统的集成化、固态化和小型化，因而是目前射频微波电路中使用最广泛的传输线。微带线是在介质基片的一面制作导体带，另一面制作接地金属平板构成的，是半开放系统，虽然接地金属版可以帮助阻挡场的泄露，但导体会带来辐射，所以微带的缺点之一是它有较高损耗且与邻近的导体带之间容易形成干扰。微带线的损耗和相互干扰的程度与介质基片的相对介电常数有关，所以常用的介质基片是介电常数高、高频损耗小的材料，比如氧化铝陶瓷(=9.5~10，)1.微带线组成结构微带线是平面型结构，它由金属接地板、介质基片和导带三部分组成，介质基片填充在金属接地板和中心导带之间，如图1.2所示。 图2.2微带线组成结构1.有效介电常数微带线导体带上面为空气，导体带下面为介质，可以定义一种全部填充等效介质的微带线，等效介质的相对介电常数为，这种等效的微带线和真实微带线具有相同的相速度和特性阻抗，其等效关系由有效相对介电常数决定。微带线有效相对介电常数的近似计算公式为：(1.9)式中，表示相对介电常数，W表示导带宽度，h表示介质基片厚度。2.微带线的传输特性如果导体带与接地金属版之间由一种介质包围，则微带线可以传输TEM波。但是微带线导体带尤为有两种媒质，导体带上面为空气、下面为介质，存在介质-空气分界面。这种半开放式的系统虽然使微带线易于制作各种电路，但也给微带线特性参数的计算带来了复杂性，同时使微带线中不可能传输TEM波，而是传输准TEM波。微带线传输准TEM波，但微带线的传输特性近似按照TEM波计算。微带线的相速度和波长按下面公式计算： (1.10)1.特性阻抗利用微带线有效相对介电常数，可以得到微带线特性阻抗的近似计算公式：(1.11)式中，为微带线有效相对介电常数，表示导体带宽度，表示介质基片厚度。2.微带线损耗微带线存在损耗，常以衰减常数表示。一般来说，常忽略辐射损耗，只考虑介质损耗和导带损耗。(1.12)对于低损耗介质：（dB/cm）(1.13)对于高损耗介质：(dB/cm)(1.14)微带线的导体损耗为： (1.15)其中式中，为导带的电导率，为微带线在真空中的磁导率。1.1史密斯圆图在传输线问题的计算中，经常涉及输入阻抗、负载阻抗、反射系数和驻波系数等量，利用公式进行计算并不困难但比较繁琐，为了简化计算，P.H.Smith开发了图解方法，这种方法可以在一个图中简单直观地显示传输线上各点输入阻抗与反射系数的关系，该图解称为史密斯圆图。史密斯圆图广泛应用在电路的阻抗分析、网络的匹配设计、放大器的增益计算、有源电路的稳定性设计等方面，甚至于仪器，例如广泛使用的网络分析仪。也用圆图表示某些测量结果。史密斯圆图是应用于工程领域的一个非常有用的工具，但是它本身的构成比较复杂，学习起来也比较困难，为了更易于理解，下面将按“史密斯反射系数圆+史密斯阻抗圆+史密斯导纳圆”的方式逐渐添加，由浅入深循序渐进地讲述。1.1.1反射系数圆反射系数是传输线的基本特性参数，它既描述了传输线上各点反射电压与入射电压之间的关系，也描述了负载阻抗与特性阻抗的失配度。史密斯圆图是在反射系数的复平面上建立起来的，为此，首先介绍复平面上反射系数的表示方法。对于均匀无耗传输线，同一条传输线上各点的反射系数在同一个圆上，这个圆称为等反射系数圆。等反射系数圆的轨迹是以坐标原点为圆心、以为半径的圆。对负载阻抗与特性阻抗失配度不同的传输线而言，传输线的反射系数模值是不同的，因而就对应着不同的等反射系数圆半径，如图1.3所示。无耗传输线上距离终端为处的反射系数为：(1.16) 式中，由负载阻抗与特性阻抗的失配度决定。等反射系数圆的特点为：(1)当反射系数的模值=0时，驻波系数=1，反射系数复平面上的坐标原点为匹配点。(2)当反射系数的模值=1时，驻波系数=，该单位反射圆对应着终端开路、终端短路和终端接纯电抗负载时传输线上各点的反射系数。图2.3等反射系数圆图2.3等反射系数圆族(3)所有反射系数的模值都满足，反射圆的半径随负载阻抗与特性阻抗失陪度的不同而不同。1.1.1史密斯阻抗圆图1.等电阻圆在反射系数的复平面上，归一化电阻为常数的曲线称为等电阻曲线。由于等电阻曲线是一族圆，所以等电阻曲线也称为等电阻圆。下面通过推导公式的方法，讲述等电阻圆族在反射系数的复平面上的轨迹。归一化输入阻抗定义为输入阻抗与传输线特性阻抗之比，用公式表示为(1.17)又传输线上的电压（电流）由入射电压（电流）和反射电压（电流）叠加而成，用公式表示为(1.18)将反射系数的定义式(1.4)代入上式可得 (1.19)将上面两个式子相除，再由输入阻抗和特性阻抗的定义可得(1.20)那么，由(1.17)可知(1.21)再将代入上式得(1.22)设为归一化电阻，为归一化电抗，由上式可得(1.23)(1.24)将式(1.23)变换后得到等电阻圆的方程式为(1.25)显然，根据方程特点可知，所有等电阻圆族在复平面的点(1,0)处相切，如图1.4所示。 图2.4等电阻圆图2.5等电抗圆1.等电抗圆在反射系数的复平面上，归一化电抗为常数的曲线称为等电抗曲线。由于等电抗曲线是一族圆，所以等电抗曲线也称为等电抗圆。将式(1.24)变换后得到等电抗圆方程式为(1.26)显然，根据方程特点可知，所有等电抗圆族在复平面的点(1,0)处与实轴相切，如图1.5所示。将反射系数圆族、等电阻圆族和等电抗圆族绘在一起就构成了史密斯阻抗圆图，如图1.6所示。 图2.6史密斯阻抗圆图1.1.1史密斯阻抗-导纳圆图将史密斯阻抗圆图上的等电阻圆旋转成为等电导圆，并将等电抗圆旋转成为等电纳圆，就构成了史密斯导纳圆图。将等反射系数圆、反射系数相角、电刻度圆、等电阻圆、等电抗圆、等电导圆和等电纳圆都绘在一起就构成了史密斯阻抗—导纳圆图，为了不使圆图太过密集，一般都省略了等反射系数圆图，如图1.7所示。 图2.7史密斯阻抗-导纳圆图可以在单位反射圆的外面画两个同心圆分别标明反射系数相角的变化，其中一个圆用来标明传输线电长度一周变化；另一个圆用来标明相角一周变化。标明电长度变化的圆称为电刻度圆，电刻度圆的起始位置在圆的最左端，顺时针旋转时电刻度的数值增大。相角的起始位置在圆的最右端，逆时针旋转时相角的数值增大。1.圆图上三个特殊点①匹配点。坐标为（0,0），此处对应于。②短路点。坐标为（.1,0），此处对应于。③开路点。坐标为（1,0），此处对应于。 1.圆图上三条特殊线①右半实轴线。线上，为电压波腹点的轨迹。同时，线上的读数为驻波系数的读数。②左半实轴线。线上，为电压波谷点的轨迹。同时，线上的读数为行波系数的读数。③单位反射系数圆。线上，为纯电抗轨迹，反射系数模值为1.2.圆图上两个特殊面①实轴以上半平面是感性阻抗的轨迹。②实轴以下半平面是容性阻抗的轨迹。3.圆图上六个旋转方向①传输线上的点向信源方向移动时，在圆图上沿等反射系数圆顺时针旋转。②传输线上的点向负载方向移动时，在圆图上沿等反射系数圆逆时针旋转。③在电路中串联电感时，在圆图上沿等电阻圆顺时针移动，即得到圆图上归一化输入阻抗所在的点。④在电路中串联电感时，在圆图上沿等电阻圆逆时针移动，即得到圆图上归一化输入阻抗所在的点。⑤在电路中并联电感时，在圆图上沿等电导圆逆时针移动，即得到圆图上归一化输入导纳所在的点。⑥在电路中并联电感时，在圆图上沿等电导圆顺时针移动，即得到圆图上归一化输入导纳所在的点。1.2匹配网络 在射频电路的设计中，阻抗匹配是最重要的概念之一，是电路和系统设计时必须要考虑的重要问题。例如，在放大器和振荡器的设计中，匹配网络是电路设计的必要部分，需要在有源电路中插入无源匹配网络。匹配关系到系统的传输效率、功率容量和工作稳定性，其重要性主要表现在3个方面：(1)从信源到负载实现最大功率传输。(2)减小线路反射，目的是减小噪声干扰，提高信噪比。(3)传输相同功率时线上电压驻波系数最小，功率承受能力最大。匹配包括两个方面，一个是传输线与负载之间的匹配；一个是信源与负载之间的共轭匹配。前者是使传输线上无反射，线上载行波或尽量接近行波的一种技术措施；后者是使传输线的输入阻抗与信源的内阻互为共轭复数，最终使信源的功率输出为最大。匹配网络在电路中2个不同阻抗之间引入，以达到传输线与负载之间匹配或信源与负载之间共轭匹配。匹配网络的实质是实现阻抗变换，就是将给定的阻抗值变化成其他更合适的阻抗值。只要负载阻抗不是一个纯虚数，都可以选择一个无耗网络进行匹配，在选择匹配网络时考虑的主要因素有4个：(1)简单性。希望选择满足性能指标的最简单设计，结构简单的匹配网络价格便宜，可靠且损耗小。(2)带宽。任何一个网络都只能在单一频率上实现匹配，欲展宽带宽，电路的设计要复杂些。(3)可实现性。射频电路大都采用微带传输线，可实现性要考虑生产工艺的可实现性，又要考虑尺寸要求的可实现性。(4)可调整性。变化的负载需要可调整的匹配网络。理性情况下，匹配网络本身应该是无耗的，以避免信源到负载的功率进一步衰减，因此匹配网络中没有电阻。集总参数元件电路的匹配网络是有电感和电容构成的，分布参数元件电路的匹配网络是终端开路或终端短路的支节以及阻抗变换器。1.1.1集总参数元件匹配网络在射频电路中，仍可以采用集总参数的分立元件，能实现匹配功能的分立元件网络很多，既可以选用简单的双元件L形匹配网络，也可以选用匹配性能更好但结构更复杂的三元件T形匹配网络或形匹配网络。L形匹配网络是由串联或并联的电感或电容组成的，它的优点是结构简单，但其节点数目和节点在圆图上的位置是固定的，匹配网络的带宽无法调整，设计没有灵活性。 此外，传输线与负载之间的L形匹配网络只有在中心频率处才能保证二者之间的匹配，使包含L形匹配网络和负载在内的总输入阻抗位于史密斯圆图的中心，传输线上反射系数为0。当偏离中心频率时，传输线上的反射系数将大于0。图1.8是负载与传输线的8种L形匹配网络，具体采用哪一种形式，取决于归一化负载阻抗在史密斯圆图上的位置。图2.8负载与传输线匹配的8种匹配网络图2.9负载的匹配过程为了更好地理解负载与传输线的匹配过程，下面举一个简单的例子加以说明。在图1.9中，点A是负载的归一化输入阻抗，点O是坐标原点也即匹配点，通过观察史密斯阻抗—导纳圆图中的等电阻圆族、等电抗圆族、等电导圆族和等电纳圆族的轨迹和各圆族之间的交点发现点A只能依照“A—B—O”或“A—C—O”的方式才能使回归到匹配点O。根据上面讲述的串联或并联电感或电容在史密斯阻抗—导纳圆图中的走向可知，本例只能采用图1.8中的(a)和(b)两种方式，即“ 先串电容，再并电感”和“先串电感，再并电容”。T形匹配网络是由电感或电容经“串联—并联—串联”组成的，如图1.10所示，形匹配网络都是由电感或电容经“并联—串联—并联”组成的，如图1.11所示，这两种匹配网络可以在设计时调整匹配网络的带宽，增加了设计的灵活性。图2.10T形匹配网络图2.11形匹配网络T形匹配网络与形匹配网络和L形匹配网络相比只是多了一个元件，在史密斯圆图上的串并走向规则是一样的，只要掌握了L形匹配网络的匹配过程，就不难理解T形匹配网络与形匹配网络，这里不再举例说明。1.1.1分布参数元件匹配网络随着工作频率的提高，波长不断减小，当波长与元器件尺寸或电路尺寸相当时，可以采用分布参数元件来实现匹配网络，分布参数元件是在主传输线上串联一段传输线或并联支节构成。1.单支节匹配单支节匹配就是在主传输线上并联一个支节，用支节的电纳抵消其接入处主传输线上的电纳来达到匹配。单支节匹配的优点是简单，缺点是支节的位置需要调节，这对于有些电路来说是困难的。单支节可以是终端开路，也可以是终端短路。单支节匹配网络如图1.12所示 图2.12单支节匹配网络1.双支节匹配双支节匹配的优点是可以使两个支节的位置固定不变，通过只调节支节的长度来达到匹配。双支节可以是终端开路，也可以是终端短路。双支节匹配网络如图1.13所示。图2.13双支节匹配网络双支节匹配的原理：为使主传输线上点匹配，也即，就必须使，然后利用调整的长度调整以抵消处的电纳分量而达到匹配。为使，就要利用调整的长度调整来达到。和的值由和的值确定。 1.阻抗变换器若终端负载为纯电阻，主传输线的特性阻抗为，但，此时传输线终端为电压波腹点或电压波谷点，在终端加一段特性阻抗为的长传输线，可以实现匹配。其中，所加传输线的特性阻抗为：(1.15)若终端负载为复阻抗而仍需要用阻抗变换器匹配时，阻抗变换器应在电压波腹处或电压波谷处接入。若在电压波谷处接入，此时距终端最近的电压波谷点离终端长度为，该点的输入阻抗是纯电阻,,于是得到阻抗变换器的特性阻抗为：(1.16)用阻抗变换器匹配负载阻抗如图1.14所示。图2.14阻抗变换器匹配负载阻抗1.1.2混合参数元件匹配网络混合参数元件匹配网络有集总参数的电容，于是比全部采用分布参数的匹配网络更紧凑，这种网络由两段传输线及之间一个并联电容构成的，这种结构的优点在于可实现任意阻抗变换，只需通过调整电容值和电容值在微带线上的位置就可以很方便灵活地调整电路参数。 1.1射频网络基础1.1.1射频电路工作特性的分析方法分析射频电路工作特性的方法有两种：一个是应用波动方程和特定的边界条件，求出其电场（电压和电流）的分布；另一个是把射频电路等效为网络，把连接网络的传输线等效成双导线，用网络的方法进行分析。第一种方法比较严格，但其数学运算繁琐，不便于工程应用。第二种方法避开了射频电路的复杂分析能够得到射频电路的主要传输特性，并且网络参量可以用测量的方法来确定，便于工程应用。网络方法是从一个特殊的视角去分析电路，其最重要的是不必了解系统内部的结构，将系统看成了一个“黑匣子”，只需研究“黑匣子”的输入和输出参数。射频的这种“黑匣子”方法主要用于分析电路的整体功能而不关注电路元件的组成和复杂特性，可以是设计人员快速掌握射频系统的传输特性。网络理论分为线性网络理论和非线性网络理论，本文讨论的是线性网络理论。1.1.2二端口射频网络参量对一个线性网络特征的描述，可以采用网络参量的形式。描述低频线性网络输入和输出的物理量是电压和电流。在射频频段，电路端口的理想短路或理想开路难以在宽频带内实现，网络电压和网络电流也多采用入射与反射的方式表示，基于以上情况，必须使用波的概念定义射频网络参量。散射参量[S]是在各端口匹配时用入射电压和反射电压之间的关系得到的，射频电路利用[S]参量就可以避开不现实的终端条件，同时使参数易于测量。本文用到的是二端口网络，下面介绍的是二端口射频网络参量。在射频频段内，网络端口与外界连接的是各类传输线，端口上的场量由入射图2.15归一化入射电压和归一化反射电压的定义波和反射波叠加而成，散射参量采用入射行波和反射行波的归一化电压来表征各网络端口的相互关系，如图1.15所示。二端口网络中，归一化入射电压和归一化反射电压的关系用方程表示为 (1.26)式中，、、和为散射参量，散射参量的定义如下：——2端口匹配时，1端口的电压反射系数。——1端口匹配时，2端口到1端口的反向电压传输系数。——2端口匹配时，1端口到2端口的正向电压传输系数。——1端口匹配时，2端口的电压反射系数。 1设计内容本文在进行匹配设计时，选用了时下射频和微波电路设计最流行的ADS软件。该软件提供了3种匹配网络设计方法，分别是利用史密斯圆图、利用设计向导和利用阻抗匹配工具。其中，由于利用设计向导和利用阻抗匹配工具的方法比较相似，并且为了突出课堂所学的史密斯圆图的使用方法，在设计时用了史密斯圆图法和设计向导法。下面将详细讲述利用ADS软件设计匹配网络的方法。1.1集总参数元件匹配网络设计下面分别是集总参数形匹配网络、集总参数形匹配网络和集总参数形匹配网络的设计内容。1.1.1L形匹配网络1.设计指标设计集总参数形匹配网络中心频率为1GHz负载由10电阻和1.6nH电感串联而成要求使负载与50的传输线相匹配2.设计过程(1)打开ADS2009，新建工程ImpedanceMatching，再新建原理图Matching_1。(2)在原理图上，选择【tools】菜单下的【SmithChart】命令，弹出【SmithChartUtility】窗口。(3)在【SmithChartUtility】窗口内，选择频率为1GHz，选择阻抗为50，如图2.1所示。 图3.1频率和阻抗选择(4)在【SmithChartUtility】窗口内，单击【DefineSource/LoadNetworkTerminations】按钮，弹出【NetworkTerminations】窗口。(5)在【NetworkTerminations】窗口内选中【EnableSourceTermination】和【EnableLoadTermination】。在【LoadImpedance】项中，选择SeriesRL、R=10和L=1.6nH，其他选项保持默认状态。(6)在原理图Matching_1中，选择【SmithChartMatching】元件面板，元件面板上唯一的元件图标就是史密斯元件，将其插入原理图中，如图2.2所示。图3.2史密斯圆图元件图3.3匹配网络类型选择(7)选中【SmithChartUtility】窗口中的【BuildADSCircuit】按钮和【Auto2.ElementMatch】按钮，弹出【NetworkSelector】窗口。(8)在【NetworkSelector】窗口选中“串容并感”图标，如图2.3所示，然后关闭该窗口。(9)单击电容，可以查看电容值，如图2.4所示，电容C=5.29579pF。 图3.4查看电容值(10)【SmithChartUtility】窗口中史密斯圆图如图2.5所示图3.5史密斯圆图(11)【SmithChartUtility】窗口中匹配网络响应如图2.6所示。 图3.6匹配网络响应图示表明，在中心频率1GHz处，匹配网络的电压反射系数为0，正向传输系数为1，也即理论上实现了设计要求。1.匹配网络仿真(1)单击原理图中史密斯圆图元件，然后单击工具栏中的按钮，进入史密斯圆图元件的子电路，如图2.7所示。图3.7负载电路图3.8史密斯圆图元件子电路(2)在工具栏中单击按钮，由史密斯圆图元件的子电路退出。(3)在集总参数【Lumped.Components】元件列表上，选择电阻R 和电感L，分别插入到原理图中，并设置R=10,L=1.6nH。(4)单击工具栏中的按钮，将电阻R和电感L连接起来，并将电感接地构成负载电路，如图2.8所示。(5)在S参数仿真【Simulation.S_Param】元件面板上，选择负载终端Term插入到原理图中，定义为输入端口。(6)单击工具栏中的按钮，将原理图中的负载终端、匹配电路和负载电路连接起来，如图2.9所示。图3.9带有匹配电路的原理图(7)在S参数仿真【Simulation.S_Param】元件面板上，选择S参数仿真控件SP插入到原理图中，对其设置如图2.10所示。设置完毕点击【OK】，原理图中的S参数仿真控制器如图2.11所示。 图3.10仿真频率设置图3.11S参数仿真控件(8)在原理图工具栏中单击按钮，运行仿真，仿真结束后数据显示视窗会自动弹出。(9)在数据显示视窗中，单击数据显示方式面板中的矩形图标，插入数据显示区。这时会自动弹出【PlotTrace&Attributes】的窗口，选择S（1,1）点击“》ADD》”按钮后，又自动弹出如图2.12所示的窗口，选择“dB”项，点击“OK”后【PlotTrace&Attributes】的窗口右侧选项栏中就有了dB(S(1,1))项,如图2.13所示。点击“OK”，窗口关闭。图3.12纵轴含义图3.13添加纵轴变量1.仿真结果及结果分析此时数据显示区中已经有了S参数曲线。单击工具栏中的 按钮，在曲线的中心频率处插入一个Marker，如图2.14所示。图3.14曲线由图2.14可以看出，曲线在中心频率1GHz处的值为-57.194dB，表明在中心频率处输入端匹配良好。1.1.1T形匹配网络1.设计指标设计集总参数形匹配网络中心频率为1GHz负载由80的电阻和2.65pF的电容串联而成要求负载与50的传输线相匹配2.设计过程(1)新建原理图Matching_1。(2)在原理图上，选择【tools】菜单下的【SmithChart】命令，弹出【SmithChartUtility】窗口。(3)在【SmithChartUtility】窗口内，选择频率为1GHz，选择阻抗为50，如图2.15所示。(4)在【NetworkTerminations】窗口内选中【EnableSourceTermination】和【EnableLoadTermination】。在【LoadImpedance】项中，选择SeriesRC、R=80和C=2.65pH，其他选项保持默认状态。 图3.15频率和阻抗选择⑸在【SmithChartUtility】窗口内设计T形匹配网络。T形匹配网络是由三个匹配元件组成的，取值具有多样性，只要使鼠标最终回到匹配点（坐标原点）即可，这里选择其中一种。在匹配元件选择面板上，单击串联电感按钮，在圆图上向上移动鼠标。在匹配元件选择面板上，单击并联电感按钮，在圆图上向上移动鼠标。在匹配元件选择面板上，单击串联电容按钮，在圆图上向下移动鼠标。(6)完成之后，史密斯圆图、匹配网络电路和匹配网络响应都可以在【SmithChartUtility】窗口中看到，如图2.16所示。 图3.16T形匹配网络的史密斯圆图(7)分别点击三元件匹配网络电路中的两个电感和一个电容，可以查看它们的取值如下。串联电感L=15.62nH并联电感L=30.78nH串联电容C=3.21pF1.匹配网络仿真(1)在原理图Matching_2中，选择【SmithChartMatching】元件面板，元件面板上唯一的元件图标就是史密斯元件，将其插入原理图中。(2)在【SmithChartUtility】窗口中点击“BuildADSCircut”按钮，然后选中原理图Matching_2中的史密斯圆图元件，单击工具栏中的按钮，进入史密斯圆图元件的子电路，如图2.17所示。 图3.17史密斯圆图的子电路(3)在工具栏中单击按钮，由史密斯圆图元件的子电路退出。(4)在集总参数【Lumped.Components】元件列表上，选择电阻R和电容C，分别插入到原理图中，并设置R=80,C=2.65pF。(5)单击工具栏中的按钮，将电阻R和电容C连接起来，并将电容接地构成负载电路，如图2.18所示。(6)在S参数仿真【Simulation.S_Param】元件面板上，选择负载终端Term插入到原理图中，定义为输入端口。(7)单击工具栏中的按钮，将原理图中的负载终端、匹配电路和负载电路连接起来，如图2.19所示。 图3.18负载电路图3.19带有匹配电路的原理图(8)在S参数仿真【Simulation.S_Param】元件面板上，选择S参数仿真控件SP插入到原理图中，对其设置如图2.20所示。设置完毕点击【OK】，原理图中的S参数仿真控制器如图2.21所示。图3.20仿真频率数设置图3.21S参数仿真控件(9)在原理图工具栏中单击按钮，运行仿真，仿真结束后数据显示视窗会自动弹出。(10)在数据显示视窗中，单击数据显示方式面板中的矩形图标，插入数据显示区。这时会自动弹出【PlotTrace&Attributes】的窗口，选择S（1,1）点击“》ADD》”按钮后，又自动弹出如图2.22所示的窗口，选择“dB”项，点击“OK”后【PlotTrace&Attributes】的窗口如图2.23所示，点击“OK”。 图3.22纵轴含义图3.23添加纵轴变量1.仿真结果及结果分析此时数据显示区中已经有了S参数曲线。单击工具栏中的按钮，在曲线的中心频率处插入一个Marker，如图2.24所示。 图3.24曲线由图2.24可以看出，曲线在中心频率1GHz处的值为-45.316dB，表明在中心频率处输入端匹配良好。1.1.1形匹配网络1.设计指标设计集总参数形匹配网络中心频率为1GHz负载由80的电阻和2.65pF的电容串联而成要求负载与50的传输线相匹配2.设计过程(1)新建原理图Matching_6。(2)因为该处的形匹配网络设计和上面的L形匹配网络设计除了匹配元件的串并选择顺序不同，其他设计指标都一样，所以一些步骤简略。从L形匹配网络设计的步骤(5)开始改动如下，在【SmithChartUtility】窗口内设计形匹配网络。形匹配网络也是由三个匹配元件组成的，取值同样具有多样性，只要使鼠标最终回到匹配点（坐标原点）即可，这里选择其中一种。在匹配元件选择面板上，单击并联电感 按钮，在圆图上向上移动鼠标。在匹配元件选择面板上，单击串联电感按钮，在圆图上向下移动鼠标。在匹配元件选择面板上，单击并联电容按钮，在圆图上向下移动鼠标。完成之后，史密斯圆图、匹配网络电路和匹配网络响应都可以在【SmithChartUtility】窗口中看到，如图2.25所示。图3.25形匹配网络的史密斯圆图(3)分别点击三元件匹配网络电路中的两个电感和一个电容，可以查看它们的取值如下。并联电感L=5.20nH串联电容C=10.46pF并联电容C=5.62Pf1.匹配网络仿真(1)在原理图Matching_6中，选择【SmithChartMatching】元件面板，元件面板上唯一的元件图标就是史密斯元件，将其插入原理图中。(2)在【SmithChartUtility】窗口中点击“BuildADSCircut”按钮，然后选中原理图Matching_6中的史密斯圆图元件，单击工具栏中的 按钮，进入史密斯圆图元件的子电路，如图2.26所示。图3.26史密斯圆图的子电路(3)在工具栏中单击按钮，由史密斯圆图元件的子电路退出。(4)在集总参数【Lumped.Components】元件列表上，选择电阻R和电容C，分别插入到原理图中，并设置R=80,C=2.65pF。(5)单击工具栏中的按钮，将电阻R和电容C连接起来，并将电容接地构成负载电路。(6)在S参数仿真【Simulation.S_Param】元件面板上，选择负载终端Term插入到原理图中，定义为输入端口。(7)单击工具栏中的按钮，将原理图中的负载终端、匹配电路和负载电路连接起来，如图2.27所示。 图3.27带有匹配网络的原理图(8)在S参数仿真【Simulation.S_Param】元件面板上，选择S参数仿真控件SP插入到原理图中，设置扫描频率如下扫描起始值：0.5GHz扫描终止值：1.5GHz扫描步长：0.1GHz设置完毕点击【OK】，原理图中的S参数仿真控制器如图2.28所示。(9)在原理图工具栏中单击按钮，运行仿真，仿真结束后数据显示视窗会自动弹出。图3.28S参数仿真控件S参数仿真控件(10)在数据显示视窗中，单击数据显示方式面板中的矩形图标，插入数据显示区。这时会自动弹出【PlotTrace&Attributes】的窗口，选择S（1,1）点击“》ADD》”按钮后，又自动弹出【ComplexData】窗口，选择“dB”项，点击“OK”后【PlotTrace&Attributes】的窗口右侧添加栏中就有了“dB(S(1,1))”项，点击“OK”。1.仿真结果及结果分析此时数据显示区中已经有了S参数曲线。单击工具栏中的按钮，在曲线的中心频率处插入一个Marker，如图2.29所示。 图3.29曲线由图2.29可以看出，曲线在中心频率1GHz处的值为-40.400dB，表明在中心频率处输入端匹配良好。1.1分布参数元件匹配网络设计1.1.1单支节匹配1.设计指标设计单支节匹配网络中心频率：2GHz负载阻抗：(38.5-j41.5)支节特性阻抗：50传输线特性阻抗：50要求负载与50的传输线相匹配微带线基板厚度：1mm微带线相对介电常数：5.3 1.设计过程(1)新建原理图Matching_3。(2)在微带线元件面板【PassiveCircuitDG.Microstrip】上，选择MSUB插入原理图的画图区。在画图区中双击MSub，弹出【MicrostripSubstrate】设置对话框，对微带线的参数设置如图2.30所示。图3.30微带线参数设置图3.31单支节匹配网络SSMtch设置(3)在原理图的元件面板选择列表上，选择无源匹配网络设计向导【PassiveCircuitDG.MicrostripCircuits】。在无源匹配网络设计向导元件面板上，选择单支节匹配网络SSMtch插入原理图的画图区，对其设置如图2.31所示。(4)单击选中原理图中的单支节匹配网络SSMtch，然后单击菜单栏中的设计向导【DesignGuide】菜单下的【PassiveCircuit】选项，弹出【PassiveCircuit】对话框，在对话框中选择【MicrostripControlWindow】项。点击【OK】，又会弹出设计向导窗口【PassiveCircuitDesignGuide】，如图2.32所示。 图3.32设计向导窗口(5)单击设计向导窗口【PassiveCircuitDesignGuide】中的【DesignAssistant】选项，并单击【Design】按钮，软件将自动完成单支节匹配的设计过程。1.匹配网络仿真(1)现在原理图中的单支节匹配网络SSMtch已经有了子电路。单击选中原理图中单支节匹配网络SSMtch，然后单击工具栏中的按钮，进入单支节匹配网络的子电路，如图2.33所示。 图3.33单支节匹配网络子电路(2)再在工具栏中单击按钮，由单支节匹配网络的子电路退出。(3)退出子电路后，单击原理图菜单栏中的【Window】菜单，选中【NewDataDisplay】选项，弹出数据显示视窗。(4)在数据显示视窗的数据显示方式面板上，选择方程Eqn按钮，插入画图区，这时会弹出【EnterEquation】对话框。在对话框中输入如下方程：，点击【OK】后，数据显示视窗中有一个计算电容的方程。在数据显示方式面板上，选择数据列表显示方式可得所求电容值C=1.918，如图2.34所示。。图3.34计算电容值(5)在原理图的集总参数元件面板【Lumped.Components】上，分别选中电阻R和电容C插入到原理图的画图区中，并将电阻设置为R=38.5，电容设置为C=1.918pF。(6)单击工具栏中的 按钮，将电阻R和电容C连接起来，并将电容接地构成负载电路，如图2.35所示。图3.35负载电路图3.36带有匹配电路的原理(7)在S参数仿真【Simulation.S_Param】元件面板上，选择负载终端Term插入到原理图中，定义为输入端口。(8)单击工具栏中的按钮，将原理图中的负载终端、匹配电路和负载电路连接起来，如图2.36所示。(9)在S参数仿真【Simulation.S_Param】元件面板上，选择S参数仿真控件SP插入到原理图中，对其扫描频率设置。频率扫描起始值：1GHz频率扫描终止值：3GHz频率扫描步长：0.1GHz其余参数保持默认状态图3.37S参数仿真控件设置完毕点击【OK】，原理图中的S参数仿真控制器如图2.37所示。(10)在原理图工具栏中单击 按钮，运行仿真，仿真结束后数据显示视窗会自动弹出。(11)在数据显示视窗中，单击数据显示方式面板中的矩形图标，插入数据显示区。这时会自动弹出【PlotTrace&Attributes】的窗口，选择S（1,1）点击“》ADD》”按钮后，又自动弹出【ComplexData】窗口，选择“dB”项，点击“OK”后【PlotTrace&Attributes】的窗口右侧添加栏中就有了“dB(S(1,1))”项，点击“OK”。1.仿真结果及结果分析此时数据显示区中已经有了S参数曲线。单击工具栏中的按钮，在曲线的中心频率处插入一个Marker，如图2.38所示。图3.38曲线由图2.38可以看出，曲线在中心频率2GHz处的值为-30.306dB，表明在中心频率处输入端匹配良好。1.1.2双支节匹配1.设计指标设计双支节匹配网络中心频率为2GHz负载由80的电阻和2.78pF的电容串联组成要求负载与50的传输线相匹配 微带线基板厚度为0.5mm，相对介电常数为9.6支节1的特性阻抗为60支节2的特性阻抗为701.设计过程(1)新建原理图Matching_4。(2)在微带线元件面板【PassiveCircuitDG.Microstrip】上，选择MSUB插入原理图的画图区。在画图区中双击MSub，弹出【MicrostripSubstrate】设置对话框，对微带线的参数设置如图2.39所示。图3.39微带线参数设置(3)在原理图的元件面板选择列表上，选择无源匹配网络设计向导【PassiveCircuitDG.MicrostripCircuits】。在无源匹配网络设计向导元件面板上，选择双支节匹配网络DSMtch插入原理图的画图区，对其设置如图2.40所示。图3.40双支节匹配网络DSMtch设置图中，“Zload=80-j*28.64”中的-j*28.64是经计算得到的电容的阻抗值。(4) 单击选中原理图中的双支节匹配网络DSMtch，然后单击菜单栏中的设计向导【DesignGuide】菜单下的【PassiveCircuit】选项，弹出【PassiveCircuit】对话框，在对话框中选择【MicrostripControlWindow】项。点击【OK】，又会弹出设计向导窗口【PassiveCircuitDesignGuide】。(5)单击设计向导窗口【PassiveCircuitDesignGuide】中的【DesignAssistant】选项，并单击【Design】按钮，软件将自动完成双支节匹配的设计过程。1.匹配网络仿真(1)现在原理图中的双支节匹配网络DSMtch已经有了子电路。单击选中原理图中双支节匹配网络DSMtch，然后单击工具栏中的按钮，进入双支节匹配网络的子电路，如图2.41所示。图3.41双支节匹配网络DSMtch子电路(2)再在工具栏中单击按钮，由双支节匹配网络的子电路退出。(3)在原理图的集总参数元件面板【Lumped.Components】上，分别选中电阻R和电容C插入到原理图的画图区中，并将电阻设置为R=80，电容设置为C=2.78pF。(4)单击工具栏中的按钮，将电阻R和电容C连接起来，并将电容接地构成负载电路，如图2.42所示。 图3.42负载电路图3.43带有匹配电路的原理图(5)在S参数仿真【Simulation.S_Param】元件面板上，选择负载终端Term插入到原理图中，定义为输入端口。(6)单击工具栏中的按钮，将原理图中的负载终端、匹配电路和负载电路连接起来，如图2.43所示。(7)在S参数仿真【Simulation.S_Param】元件面板上，选择S参数仿真控件SP插入到原理图中，对其扫描频率设置。频率扫描起始值：1GHz图3.44S参数仿真控件频率扫描终止值：3GHz频率扫描步长：0.1GHz 其余参数保持默认状态。设置完毕点击【OK】，原理图中的S参数仿真控制器如图2.44所示。(8)在原理图工具栏中单击按钮，运行仿真，仿真结束后数据显示视窗会自动弹出。(9)在数据显示视窗中，单击数据显示方式面板中的矩形图标，插入数据显示区。这时会自动弹出【PlotTrace&Attributes】的窗口，选择S（1,1）点击“》ADD》”按钮后，又自动弹出【ComplexData】窗口，选择“dB”项，点击“OK”后【PlotTrace&Attributes】的窗口右侧添加栏中就有了“dB(S(1,1))”项，点击“OK”。1.仿真结果及结果分析此时数据显示区中已经有了S参数曲线。单击工具栏中的按钮，在曲线的中心频率处插入一个Marker，如图2.45所示。图3.45曲线由图2.45可以看出，曲线在中心频率2GHz处的值为-22.862dB，表明在中心频率处虽然实现了匹配，但是匹配状态不是很好。2.设计改进由图2.45看出，曲线在中心频率看出2GHz处的匹配状态不是很好，下面对设计方案稍作改进。 由射频电路理论我们知道，并联支节可以是终端开路形式也可以是终端短路形式，上面的设计过程选用的是终端开路形式，现在将并联支节的形式改为终端短路，其他参数和负载电路保持不变。并联支节改为终端短路形式后，双支节匹配网络DSMtch的子电路如图2.46所示。图3.46改为终端短路形式后的双支节匹配网络DSMtch的子电路其他电路结构保持不变，只将并联支节改为终端短路形式后，仿真得到的S参数曲线如图2.47所示。图3.47S参数曲线由图2.47可以看出， 曲线在中心频率2GHz处的值为-43.527dB，表明在中心频率处输入端匹配良好。1.1.1阻抗匹配网络1.设计指标设计阻抗匹配网络中心频率为2GHz频带宽度为0.2GHz负载阻抗为40最大电压反射系数为0.1要求负载与50的传输线相匹配微带线基板的厚度为0.5mm，相对介电常数为9.62.设计过程(1)新建原理图Matching_5。(2)在微带线元件面板【PassiveCircuitDG.Microstrip】上，选择MSUB插入原理图的画图区。在画图区中双击MSub，弹出【MicrostripSubstrate】设置对话框，对微带线的参数设置如图2.48所示。图3.48微带线参数设置(3)在原理图的元件面板选择列表上，选择无源匹配网络设计向导【PassiveCircuitDG.MicrostripCircuits】。在无源匹配网络设计向导元件面板上，选择阻抗匹配网络QWMtch插入原理图的画图区，对其设置如图2.49所示。 图3.49阻抗匹配网络QWMtch设置（4）单击选中原理图中的阻抗匹配网络QWMtch，然后单击菜单栏中的设计向导【DesignGuide】菜单下的【PassiveCircuit】选项，弹出【PassiveCircuit】对话框，在对话框中选择【MicrostripControlWindow】项。点击【OK】，又会弹出设计向导窗口【PassiveCircuitDesignGuide】。(5)单击设计向导窗口【PassiveCircuitDesignGuide】中的【DesignAssistant】选项，并单击【Design】按钮，软件将自动完成双支节匹配的设计过程。1.匹配网络仿真(1)现在原理图中的阻抗匹配网络QWMtch已经有了子电路。单击选中原理图中阻抗匹配网络QWMtch，然后单击工具栏中的按钮，进入阻抗匹配网络的子电路，如图2.50所示。图3.50阻抗匹配网络QWMtch子电路(2)再在工具栏中单击按钮，由阻抗 匹配网络的子电路退出。(3)在原理图的集总参数元件面板【Lumped.Components】上，选中电阻R插入到原理图的画图区中，将电阻接地并将其电阻值设置为R=40。(4)在S参数仿真【Simulation.S_Param】元件面板上，选择负载终端Term插入到原理图中，定义为输入端口。(5)单击工具栏中的按钮，将原理图中的负载终端、匹配电路和负载电阻连接起来，如图2.51所示。图3.51带有匹配电路的原理图(6)在S参数仿真【Simulation.S_Param】元件面板上，选择S参数仿真控件SP插入到原理图中，对其扫描频率设置。频率扫描起始值：1GHz频率扫描终止值：3GHz频率扫描步长：0.1GHz其余参数保持默认状态图3.52S参数仿真控件设置完毕点击【OK】，原理图中的S参数仿真控制器如图2.52所示。(7)在原理图工具栏中单击按钮，运行仿真，仿真结束后数据显示视窗会自动弹出。(8)在数据显示视窗中，单击数据显示方式面板中的矩形图标，插入数据显示区。这时会自动弹出【PlotTrace&Attributes】的窗口，选择S（1,1）点击“》ADD》”按钮后，又自动弹出【ComplexData】窗口，选择“dB”项，点击“OK”后【PlotTrace&Attributes】的窗口右侧添加栏中就有了 “dB(S(1,1))”项，点击“OK”。1.仿真结果及结果分析此时数据显示区中已经有了S参数曲线。单击工具栏中的按钮，在曲线的中心频率处插入一个Marker，如图2.53所示。图3.37曲线由图2.53可以看出，曲线在中心频率2GHz处的值为-36.331dB，表明在中心频率处输入端匹配良好。 1设计总结1.1使用ADS进行匹配网络设计的可行性在工程应用上，一般要求反射系数<0.1，也即<-20dB。集总参数L形、集总参数形、集总参数形、分布参数单支节、分布参数双支节和分布参数阻抗变换这6种匹配网络设计的各自原理图仿真S参数曲线在中心频率处的也即反射系数如下表3-1表41曲线在中心频率处的取值设计工具中心频率反射系数集总参数L形匹配史密斯圆图1GHz-57.194dB集总参数形匹配史密斯圆图1GHz-45.316dB集总参数形匹配史密斯圆图1GHz-40.400dB分布参数单支节匹配设计向导2GHz-30.306dB分布参数双支节匹配设计向导2GHz-43.527dB分布参数阻抗变换匹配设计向导2GHz-36.331dB虽然上述6种匹配网络在结构形式和参数选择上都不相同，但是由表中各匹配网络在中心频率处的反射系数值可以看出，它们都达到了符合工程应用的设计要求。此外，这些仿真结果是在不使用ADS软件自带的优化或调谐功能的情况下得到的，也即软件给出的设计结果已经相当不错，在设计要求不是很高时可以直接采用，对于设计要求比较高的可以手动调整一些参数设置。所以，ADS软件用于射频电路设计是方便且可行的。1.2仿真参数选择虽然，在根据设计目标进行匹配网络设计时，我们是一步步按照理论严格进行的，但是想要确认它的工作性能就要对它进行原理图仿真。可是，以什么样的参数作为验证其性能的可靠依据是需要考虑的。 通过查阅资料得知，反射系数、回波损耗和电压驻波比是从不同角度描述匹配特性的三个参数，在前文第1.2.2节中，电压驻波比与反射系数的关系已由式(1.7)给出，即回波损耗与反射系数的关系由式(1.8)给出，即dB显然，这三个参数是可以通过公式计算相互得出的。那么，在选择参数时，只要选择其中一个便于仿真和测量的参数就可以。由前面二端口射频网络参量部分的讲述，我们知道，网络端口处的散射参量代表的就是网络的反射系数，而网络分析法的提出就是为了便于工程应用。此外，进行S参数仿真是射频电路最重要的仿真，ADS也提供了很方便的S参数仿真控件。因此，选择反射系数作为判断负载与传输线匹配状态的依据是合理且方便的。1.1匹配元件取值精度对仿真结果的影响下面以集总参数L形匹配网络的设计为例，说明一下匹配网络中元件的取值精度对仿真结果的影响程度。在前面集总参数L形匹配网络的设计过程(9)中，可以看到在【SmithChartUtility】窗口内设置好各项参数后，ADS软件会根据选择的是“先串电感，再并电容”或“先串电容，再并电感”自动设计好匹配网络，点击各元件可以看到其取值。在这个匹配网络中，查看到的是电容C=5.29579pF，L=3.97887nH，也就是说取值精确到了小数点后5位。下图3.1是带有史密斯元件子电路的原理图。在查看原理图中史密斯元件子电路时，会发现该软件在做原理图仿真时只保留小数点后2位，也即电容C=5.30pF，L=3.98nH，如图3.2所示。作为该软件的初学者，史密斯元件子电路中元件取值精度变化一点是不易被注意到的。 图4.1带有史密斯元件子电路的原理图图4.2史密斯元件子电路在发现上述情况后，就不使用史密斯圆图元件的子电路形式，而是在集总参数元件面板上选择电感和电容放入原理图画图区，参照查看到的精确到小数点后5位的取值对其进行修改，然后直接与负载电路和负载终端term连接起来，如图3.3所示。图4.3不使用史密斯圆图元件的原理图对上面的原理图进行仿真，得出的 参数曲线在中心频率1GHz处的值为-101.680dB，如图3.4所示，这个数值相较于带有史密斯圆图元件子电路时得到的-57.194dB要好得多。此外，由图中m4标记可以看出，这种情况下的电压驻波比为1，输入阻抗为50，是理想的匹配状态。图4.4S参数、电压驻波比和输入阻抗曲线综上所述，元件的取值精度对仿真结果的影响比较大。如果对设计要求比较高，就要考虑到元件取值的精确度，必要的时候手动修改一下，不能完全依赖于软件。1.1反射系数与带宽匹配网络只有在中心频率处的反射系数最小，匹配性能最好。但是在匹配网络的选择标准里有带宽这一考虑因素，也就是当工作频率稍微偏离中心频率后匹配网络的性能是否还能满足设计要求。通过仿真发现想要获得大一些的带宽，就要降低一些对反射系数的要求。下面以阻抗匹配设计为例进行说明。将微带线的参数Delta=0改为Delta=0.9，就可以将带宽从0.2GHz增加到2GHz，但是反射系数却从-30.331dB增大到了-19.089dB。 图4.5展宽频带的阻抗匹配网络的参数反射系数反映了网络的匹配特性，带宽反映了匹配网络对频率的适应性，这两者都是匹配网络设计时的考虑因素，在实际设计中要根据应用场合折中处理。1.1终端开路与终端短路在支节匹配网络设计中，支节可以采用终端开路或终端短路的形式。这两种形式在理论上似乎没有什么区别，都可以通过调节支节长度实现任意阻抗变换。回顾在前面双支节匹配网络的设计中，一开始支节采用的是终端开路形式，做原理图仿真得到的参数曲线在中心频率处的值为-22.862dB，不符合工程应用中dB的条件。后来经过改进，即将终端开路改为终端短路形式，再做原理图仿真得到的参数曲线在中心频率处的值为-43.527dB。显然，此处仅仅改变一下支节终端的形式就使匹配性能有了很大的改善。在查阅关于终端开路和终端短路的资料时，特意摘录了下面这段文字，以便在实际设计中作为参考。“在高频时，因为开路线周围温度、湿度和介质等其他参量的改变，保持理想的开路条件是困难的。由于这个原因，在实际应用中，短路条件是更可取的。” 1.1致谢在此论文即将完成之际，谨向给予我指导、帮助和关怀的老师、同学表示衷心的感谢！首先，感谢我的毕业设计指导老师***老师。感谢周老师对我的帮助和指导，周老师渊博的学识、敏捷的思维和精益求精的工作态度令我由衷的敬仰。周老师严谨的治学态度、认真负责的工作热情、学术上创新进取的精神以及平易近人的生活作风都深深的感染了我。尤其在撰写毕业论文期间，周老师给予我耐心的指导与启发，在此我表示深深的谢意。同时，感谢同一课题组的同学，大家互相帮助，互相学习，我会珍惜这份来之不易的友谊。还要感谢一起生活了四年的室友们，谢谢你们一直以来给予我的信任和无微不至的关心，我会一直铭刻于心。最后，感谢******所有的老师和同学们对我的关心和帮助，令我的四年大学生活增添了许多美好的回忆；感谢我的家人对我始终不渝的关怀与支持，让我拥有追求进步的动力和面对失败的勇气；感谢抽出宝贵时间评阅我的论文的各位老师。衷心祝愿我的老师、家人和同学们永远健康快乐！ 1.1参考文献[1]黄玉兰．射频电路理论与设计．北京：人民邮电出版社，2011．[2]黄玉兰．ADS射频电路设计基础与典型应用．北京：人民邮电出版社，2010．[3]朱进，尹园威，刘超．射频电路匹配网络的分析与设计．《信息技术》2011年8期．[4]徐兴福．ADS2008射频电路设计与仿真实例．电子工业出版社，2009．[5]黄秋元，董诗波．射频电路中匹配网络的设计与分析．武汉理工大学学报第31卷第6期．[6]陈艳华，李朝晖，夏玮．ADS应用详解——射频电路设计与仿真．人民邮电出版社，2008.9．[7]孟庆斌，黄贵兴，葛付伟，李维祥．一种低噪放多级匹配网络的设计与仿真．微波学报2012年6月第28卷第3期．[8]刘凤格．匹配电路设计软件的实现与验证．电讯技术2010年6月第50卷第6期．[9]尹川，姚毅．基于ADS射频电路匹配网络的建立．荆楚理工学院学报2010年第9期．[10]陈蓓锋，刘学观．双支节阻抗匹配网络的实现．现代电子技术2007年第23期．[11]陈晓玲，刘敏，王艳芬，盛春玲．阻抗匹配的原理与应用．硅谷2008年22期．[12]王翠珍，吴凌燕，陈世夏．电路阻抗匹配网络的设计．科技信息2009年33期．[13]ReinhoklLudwig，PavelBretchko．RFCircuitDesignandApplication．科学出版社，2002．[14]PatrickScheele．ContinuouslyTunableImpedanceMatchingNetworkUsingFerroelectricVaractors．IEEE，2005． 毕业设计（论文）成绩评价意见论文题目射频/微波匹配网络设计指导教师评语：该论文重点用ADS软件设计匹配网络。设计了形匹配网络、形匹配网络、形匹配网络；单支节匹配网络、双支节匹配网络、阻抗匹配网络。仿真过程及结果正确，测量方法正确。论文叙述正确，逻辑性较强，结构合理，图表清晰。该学生学习刻苦认真，知识面广，有独立解决问题的能力，能按时向老师汇报论文进展情况。评定成绩：签名：年月日评阅人评语：评定成绩：签名：年月日答辩小组评语：答辩小组成员签名： 答辩成绩：组长签名：年月日答辩委员会意见（同意给优、良、中、及格等次）总成绩（综合）：签名：年月日注：设计（论文）总成绩=指导教师评定成绩（30%）＋评阅人评定成绩（30%）＋答辩成绩（40%）　　评定成绩过程给分均按百分制分数给分，最终给定成绩再按五分制换算后给出。'