感应耦合式锂电池无线充电平台设计研究.doc 88页

'本人声明所呈交的学位论文感应耦合式锂电池无线充电平台设计研究1绪论1.1课题研宄的背景及意义电能的生产使用与当今人类社会的发展息息相关，已经成为人们生产生活不可或缺的能量形式。随着电力电子技术的飞速进步，电能的输送、分配和使用也在发生着日新月异的变化，但总体而言，在世界范围内，电能的输送仍是采用导线传导的电气连接这一传统输电模式。尤其在用电领域，更是通过开关、插座等装置在电源和用电设备之间构成完整的导体回路来使用电能。这就使得接触火花、碳积、机械磨损等问题不可避免，在一些特殊场合，比如化工、矿井、水下环境中，开关电弧、摩擦火花等足以引发安全事故[1-3]。在医疗领域，随着人工心脏等人工器官的成功植入，在体外对器官电池的充电，也对传统电能传输方式提出了挑战。近年来，越来越多的电子产品走进了我们的生活，随着智能手机的普及，iphone、ipad、mp3等更是随身携带，相关的电能供应，即充电问题都是通过电线插头连接插座来进行的。错综复杂的电线既影响了电器移动的灵活性，又破坏了环境的美观。基于上述情形，灵活、安全、便利的无线电能传输技术的应用愈发显得迫切和紧要。事实上，早在1897年，著名物理学家NikolaTesla就已经提出无线电能传输理论，目前世界各地都仍有特斯拉线圈的爱好者。根据无线电能传输原理，无线电能传输方式可分为三类：感应耦合无线电能传输、磁谐振耦合无线电能传输和微波无线电能传输。这三种基于不同原理的技术在传输距离上分别对应着近、中和远距离。微波能量传输要求发射器必须对准接收器，受到严格的方向性限制，并且易受大气等周围介质的影响导致衰减较大，不能高效穿越障碍物，所以该技术只适用于空旷空间的远距离能量传输。磁谐振式是2007年MIT的Soljacic教授首次提出的，是利用两个具有相同谐振频率的电磁系统，在相距一定的距离时，由于电磁耦合产生谐振，进行能量传输[4】。磁谐振式目前仍处于理论探索阶段，不是本文研宄的重点。感应耦合式主要基于电磁感应耦合原理，采用可分离变压器或者互感线圈来实现电能的无线传输。感应式原理简单，近距离传输效率可高达99%[4】，传输距离在厘米量级间。随着传输距离的增大，效率急剧下降。所以，感应式无线电能传输 多用于近距离无接触充电场合，从便携电子设备的锂电池到大型轨道机车的蓄电池，功率从几毫瓦到几十瓦、几百千瓦不等[5]。本文的研究方向集中在感应耦合无线电能传输方式，文中提及的无接触电能传输，如无特殊说明，一般均指感应耦合式。本课题多负载感应稱合式锂电池无线充电平台的设计研宄 便是基于这一研宄背景来展开的。2010年，世界无线充电联盟首次公布了低功率无线充电的行业标准1.0版本[6]。随着搭载Android、ios操作系统的智能机的全面普及，便携电子设备的无线充电已经酝酿在即，谷歌、苹果、三星等公司均已经发布新产品无线充电蓝图。本课题的研究工作，顺应科技发展趋势，立足科技变革前沿，具有实际意义。1.2国内外研究现状1.2.1国外研宄现状国外对无线电能传输（WirelessPowerTransfer)的研宄起步较早，大功率（几千瓦到几百千瓦）多应用于轨道交通、电动汽车的无接触实时供电场合，中小功率（几十毫瓦到几百瓦）多应用于医疗、家电和便携电子设备的无线充电领域[5]。就微波无线电能传输而言，1987年，加拿大研制的SHARP模型依靠2.5GHz的微波能量束，在离地面150米高度飞行20分钟。1992年，日本研制的MILAX飞机依靠2.411GHz,发射功率为lkW的微波能量束，在离地面高度为15米处成功飞行40秒。日本计划在2020年建造试验型太空太阳能发电站，美国也准各在国际空间站上采用C波段频率进行微波无线电能传输试验测试【4】。2007年，MIT的Soljacic教授领导的团队成功点亮了一个60W的灯泡，能量发送端与接收端相距2米，能量传输效率为40%到50%,距离为1米时效率可达90%[4】。2010年MIT宣布通过磁谐振耦合电能传输的功率已经达到3300W，日本富士通公司利用磁谐振无线电能传输技术实现为一个以上的设备供电[4]。相比而言，感应稱合电能传输（InductivePowerTransfer)的研宄和应用最为广泛[3】。20世纪90年代，新西兰奥克兰大学的Boys教授率先提出这一技术，并将之应用在大功率的轨道交通供电领域，一个是高速公路发光分道猫眼系统，运行于新西兰惠灵顿大隧道中；另一个是用于Rotorua国家地热公园30kW载人电动游览车，满载时效率达到75%。德国WAMPELER公司的200kW载人电动列车已经试车成功，轨道长度400m，气隙120mm，传输效率达到85°/。，是目前为止世界上建造的最大的无接触供电系统之一。该公司还将无接触供电技术应用于电动游船的水下驱动装置[7】。此外，日本大阪DAIFUKU公司开发的单轨行车和自动运货车已成功用于许多材料运输系统中，特别是在一些恶劣的环境下，如矿井、喷漆车间等。美国通用汽车子公司DelcoElectronics研制的Magne-ChargeTM是最先商业化的电动汽车无接触供电系统之一，获得了很好的应用前景[7】。国外对感应耦合电能传输的理论研究己非常成熟，系统化，研究热点集中在原副边电 路的拓扑结构及可分离变压的设计方面。国外的理论研究偏重于实用化，目前感应耦合的应用多为中、大功率有轨电车的实时供电，所以国外的相关研宄文献大都是针对电力机车的应用背景展开的。文献[19]分析了双负载时SS、SP补偿下系统等效电路，推导了传输效率与工作频率的关系。文献[20]建立了双边控制的电路拓扑结构，详细分析了原边高频逆变器的工作方式，副边采用PWM控制方式，制作出4.5W的充电样机。文献[21]重点分析了可分离线圈的设计，原边为9线圈阵列，副边为单独线圈。在中小功率应用方面，主要是集中于消费类电子设备的无线充电，能量发射线圈安装在充电平台中，能量接收线圈集成在手机等电子设备终端。当充电平台中流过交流电流时，通过电磁感应，能量从原边线圈传递到副边线圈，实现了电子设备的无线充电。这种充电方式不仅彻底摆脱了充电器线缆的束缚，而且省去充电接口，一举解决接口漏电、接触不良、防水以及不同设备充电接口不统一问题[8]。国外对充电平台的研宄文献相对较少，所涉及的理论与大功率充电电路理论一致，关于无线充电的研宄多见于一些研宄机构和公司，都有相关研究成果发表问世。曰本SeikoEpson与村田制作所共同开发的无线快速充电系统，传输功率为12W,效率为70%。其2008年研发的产品体积缩小为07年的1/4左右，目前己有2.5W无线充电模块用在手机中，可提供5V/500mA电力，具有误充电金属检测功能、温度检测功能和ID识别功能等[8】，如下图1.1所示。图1.1精工爱普生无线充电产品示例（来源：精工爱普生）美国Palm公司2009年上市的PalmPre手机配有一款电磁感应无线充电底座Touchstone,充电底座中放置有磁芯，配置的手机后盖中有能量接收线圈。当把手机放在充电底座上时，能量就传递到了手机中[8]，如下图1.2所示。 图1.2美国Palm公司无线充电手机产品PalmPre(来源：Palm)以色列Powermat公司在面向新闻界举行的CES2009会前发布会上，公开演示了该公司的非接触充电系统。不久之后将上市用于手机、智能电话、便携式游戏终端及个人电脑的非接触充电产品。该公司声称此产品电力传输效率高达93°/。，与接触式相比，可以实现快速充电。而且，在电磁耦合中采用RFID技术来识别电力传输目标，可防止因误加热适配器以外的金属等而发生危险[8】。此外，适配器可根据各终端的种类改变性能指标，以应对因终端不同而异的供电电压、电流及极性，因此还可用于壁挂电视、照明装置及扬声器等用途。该公司产品展示如下图1.3所示。图1.3以色列Powermat公司无接触充电系统（来源：Powermat)美国硅谷的风险公司MojoMobility开发的NFP(NearFieldPower),目前的试制品可供应2.5W〜4W的电力，可同时给手机、耳机及便携音乐播放器等4台便携设备充电，送电时的效率包括周边电路在内可确保70%以上。该技术将能量发射线圈制成PCB线圈嵌入印刷电路底板[8]，使用一枚薄板减薄了传输电力的线圈部分，可以嵌入手机等薄型设备,还能制成像鼠标垫般的薄板状充电台。公司设想将受电线圈嵌入锂离子充电电池的封装中，使控制电路单芯片化，以及在设备的电源管理IC(PowerManagement1C)中嵌入非 接触充电控制电路。产品展示如下图1.4所示。 图1.4美国MojoMobility公司的NPF产品展示（来源：MojoMobility)英国Splashpower公司同样发布了这样一款真正意义上的无线充电器，外形就像一个鼠标垫，只需要把要充电的设备放在上面就可以开始充电[8]，而且可以同时对多个设备充电，如下图1.5所示。另外一家名为WildCharge的公司也开发出了类似的产品[8]。图1.5英国Splashpower公司产品展示（来源：Splashpower)2008年底成立了无线充电联盟（WPC),诺基亚、三星、德州仪器、飞利浦、美国国家半导体等世界知名公司均已加盟，2010年制定出Qi标准[6]，已有认证产品问世。2012年5月高通找上三星及SKTelecom，组成无线充电同盟（AFWP)，成为WPA的主要竞争对手。另外苹果公司也有意推动自家标准，无线充电协议标准进入多元竞争的格局。据有关部门预计，至2013年，全球无线电能传输市场保守估计将达到180亿美元，如下图1.6所示。图1.6无线充电市场前景（来源：iSuppli)5 1.2.2国内研宄现状中国大陆地区对无线电能传输的研宄起步比较晚，目前仍主要集中在理论研宄上。国内一些高校，已有大量的理论研宄成果相继发表。如西安交通大学、浙江大学、重庆大学、南京航空航天大学以及中科院电工所等。国内的研究集中在原副边电路拓扑、补偿网络分析、可分离变压器性能分析、系统稳定性分析等方面，在实验室条件下制作中小功率样机,但尚未见到相关的成熟产品和应用投入市场[5】。相比而言，香港、台湾地区对无线电能传输的研宄更倾向于实用化。香港城市大学许树源教授研宄小组研制成功的“非接触电池充电平台”可同时对数个不同类型的电子产品充电[5]，如下图1.7所示。图1.7—站式充电平台同时给多个设备充电（来源：cityU)香港理工大学的王军华博士对感应耦合无线电能传输和磁谐振耦合无线电能传输进行了对比研究。他们设计出了对称型平面谐振器进行试验，谐振频率为5.5MHz，在发射谐振器和接受谐振器相距20cm时，传输效率为46%。利用感应耦合无线电能传输方式实现相同的传输效率，最远传输距离为0.5cm[4】。台湾地区对无线电能传输的研宄同样卓有成效，有学者发文基于LC串联谐振理论，提出了锁相环控制的经皮能量传输系统，采用无芯线圈，在原边进行串联补偿，工作频率范围在173kHz〜183kHz。通过采样原边电流来进行锁相控制，使得在3〜4mm的传输距离内，输出电压维持4V不变[5]。有学者[9]提出以PCB螺旋线圈为能量传输装置，采用并联补偿，副边添加充电管理芯片，提供4.2V/800mA的充电电压电流。也有学者_制作了微型化电车，采用无接触供电方式，原边无芯线圈作为导轨，副边采用E型铁心线圈，工作时在原边导轨上滑动，驱动电车在模拟轨道上行驶，效率为50%[5]。企业方面，值得一提的是，无线充电联盟成立于2008年12月17日，其使命是为了促进市场广泛釆用国际无线充电标准Qi。截止2011年9月，WPC拥有来自行业各个细分市场的96个成员，深圳桑菲消费通信有限公司为联盟发起单位之一，积极参与了Qi的制 定工作，现为联盟10家常务理事成员中唯家中国企业[6】。2010年9月，WPC在北京宣布将Qi无线充电国际标准率先引入中国。在2011年无线充电技术国际标准体验会上，桑菲、海尔等中国企业向大家展示了集成应用Qi标准的电子产品。桑菲公司推出的智能手机无线充电如下图1.8所示。2010年，海尔采用MIT的无线电能传输专利开发出全球首款无尾电视，电视的通信信号和电力供应均采用无线方式进行供给，实现了高清电视的真正意义的无线传输[4]。图1.8桑菲推出的带有Qi标识的无线充电手机（来源：桑菲）1.3本文主要工作及难点分析1.3.1本文主要工作在遵守世界无线充电联盟（WCP)所制定的“低功率无线充电行业标准1.0版本”下，设计出可以同时给多个便携电子设备锂电池充电的无线充电平台，要求可实现各个负载的解耦控制，即单个负载的工作状态不会对其他负载或者系统的稳定工作构成影响。同时提高整机的电能传输效率，保证在各个负载充电态下稳定提供4.2V/500mA的充电电源。最后制作样机，验证系统设计方案。本文研宄的锂电池无线充电平台，设计负载最多为3个，可同时实现对3个电池的无线充电，充电时可分别提供4.2V/500mA的充电电流，则负载吸收的最大功率为6.3W,考虑整机的电能传输效率，设定可接受最小值为60%，则能量发送端输出功率最大值约为10W。显然，本文设计的多负载锂电池无线充电平台，属于小功率电能传输系统。根据此研宄目标，可将本课题的主要研宄工作细分如下：1)构建低功率感应耦合式无线充电系统的电路拓扑，对可分离变压器进行特性分析，根据充电平台实际需要，设计原副边感应耦合线圈，对其磁场特性进行分析。讨论补偿电路拓扑及其特性。对补偿方式的分析是重点。2)设计单负载锂电池充电平台，系统采用两级结构，在副边加入充电管理芯片，根据锂 电池充电外特性，将充电过程划分为三个阶段，进而确定工作频率、电压增益等系统 参数。采样原边电流，实时控制电流大小，利用锁相环使工作点处于谐振状态，最大效率传输功率。对原、副边电路参数的优化是重点。3)设计多负载锂电池充电平台，给出系统原理框图，以两负载为例，推导了原边恒压时、原边恒流时，原边线圈的输出功率随负载电阻的变化关系，具体到锂电池充电平台系统电路，给出了原边恒流的控制方案，并与最大传输功率控制方案作比较，原边恒流实现了副边线圈的解耦控制。原边电路采用全桥逆变变换器，使用UC3875芯片实现移相控制，简述了芯片的功能和使用方法。全桥变换器采用ZVZCS软开关技术，并详细分析了ZVZCS下的原边电路的工作原理。多负载系统工作方式的控制是重点。1.3.2课题难点分析基于本文的研宄目的，通过对课题的深入分析，多负载感应耦合式锂电池无线充电平台的开发过程中，总结出如下几个设计难点，需要特别注意：1)原边能量发射线圈采用平面线圈，在最优L参数下合理布局线圈的形状位置，使得高频逆变电流产生的磁场尽可能在有效区域内均匀分布。2)为使副边线圈电路易于集成，电路拓扑应尽可能简单，锂电池充电过程采用充电管理芯片bp2057完成，副边需要体积小巧的调压电路稳定输出。3)在设置系统工作频率时，需要考虑到频率分叉现象并予以避免，而且要考虑电压增益特性，补偿电路的电压应力，得出系统工作时最优频率范围以及原边线圈的自感参数。4)对原边电流进行采样，采样后对电流信号进行转换处理送入锁相环电路或者UC3875，采样精度以及电流转换处理电路是设计难点。5)系统采用市电220V交流为供电电源，需要先整流，再高频逆变，送入能量发射线圈，需要整流模块和斩波模块。控制原边电流保持恒频恒流，恒流实际上需控制整流斩波输出的直流电压，此直流电压需具有较高的分辨率。 2感应式无线电能传输系统拓扑研究2.1无线电能传输系统框架传统的电能传输方式，是利用金属导线、插头和插座等将电源和负载连接起来，构成一个完整的电流回路，从而传输和消费电能。这种传输方式，存在着诸如金属裸露、碳积、接触火花、机械磨损等弊端，这在一些特殊的电气场合，比如水下、矿井、医疗[111等领域,所带来的安全隐患不容忽视。感应耦合式无线电能传输系统以可分离变压器为核心，将传统电能传输的一个电流闭合回路，调整为两个独立的电流回路，即原边电路和副边电路，也称之为能量发送端和能量接收端，从而实现了电源与负载之间真正意义上的电气隔离。电能的传输不再依赖于导线的排布，彻底消除了开关电弧、火花等，尤其在供用电领域，完全消除了传统输电方式所带来的上述弊端。而且，无线电能传输方式大大简约了电路布线，节约空间，美化环境，正因如此，对无线电能传输技术的研究己经成为近年来的研究热点[12_15]。本章将探宄小功率无线电能传输系统的电路拓扑，给出充电平台的最优设计方案。无线电能传输系统以可分离变压器为核心【16】[33]，正是可分离变压器的存在，将传统电能传输的电流回路分割为两个回路，从而实现电气隔离。可分离变压器区别于普通变压器，普通变压器的一次侧绕组和二次侧绕组在空间上绕在一起，共用同一铁芯，在外部封装结构上又固为一体，所以，虽然普通变压器同样利用电磁耦合实现了一次侧和二次侧的电气隔离，但是固为一体的机械结构，使得两侧电气隔离的电路又形成了视觉直观上的同一电路系统。也就是说，负载端和电源端在机械上仍连在一起，负载端和电源端不存在相对位移。可分离变压器则改变了这一现状，一次侧绕组和二次侧绕组缠绕在各自的铁芯上，铁芯之间无相对固定位置，在电气隔离的基础上又实现了空间隔离，电源端和负载端独立为两个电路结构，实现了非接触的电能传输过程。电能是利用电磁耦合原理从可分离变压器的原边传递到副边，因此所传递的电能只能为交流电能。本文的特定负载为锂电池，需要特定大小的直流充电电流，副边所接收到的交流电能还需要经过整流滤波电路，稳压控制电路等的处理，才能供给负载使用。可分离变压器因气隙较大，导致能量传输效率低下，为提高能量输送效率，通常提高交流频率，采用高频交流电，而不再是我国市电规定的标准50Hz。这就需要在原边加装整流和逆变电路，先将市电50Hz整流为直流，再把直流逆变为需要的高频交流。可分离变压器系松耦合，漏磁通很大，导致整个电能传输系统的功率因数低下，能量 传输效率低。为了提高功率因数，在可分离变压器的原、副边增设补偿电容，构成补偿电路。补偿电容容量的选择跟补偿方式也有关，依据电路的工作频率，适当选择补偿电容值,使能量传输电路工作在LC谐振状态或准谐振状态，此时，系统的功率因数最大，接近于1，传输效率最高。感应耦合式无线电能传输系统的主电路框图如图2.1所示。在实验室条件下，直接采用直流电源，再逆变为高频交流电，提供给原边能量发射线圈，所以图中未给出原边电路的整流部分。图2.1感应式无线电能传输系统主电路框图如上图所示，电路由可分离变压器分为两个部分，一个供电回路，一个用电回路。也可以有多个用电回路，供给多个负载，形成一对多的供电系统。也可以有多个供电回路，分别供给多个负载，形成多对多的供电系统。直流电源提供电能，经过DC/AC逆变电路转化为高频交流电，经过补偿电容，进入能量发射线圈，即可分离变压器的原边，经过电磁耦合作用，可分离变压器副边接收到高频交流电能，副边的补偿电路与副边绕组构成谐振电路，滤掉高次谐波，感应出正弦基波电能供给后续电路。交流电再经过整流滤波成为直流电能，直流电经过电压电流调整，供给负载使用。这是无线电能传输系统的主电路框图，不同应用场合，系统的电路组成会不一样，控制电路也不相同。总的来说，控制电路大致分为两类：单边式和双边式。控制信号取自原边绕组的电流或电压，反馈至原边开关电路，与基准值作比较，从而调节输出功率，改变传递到副边的电能，间接调节负载端电压或电流，称之为单边反馈控制方式。另一种更简单的控制方法为，不再在原边增设反馈电路，原边电路自始至终工作在特定状态，通过在副边增设调压电路，保证对负载的可靠供电。这种方法电路简单，易于实现，但功耗较大，效率偏低，也归结为单边控制方式[17】。双边控制方式，就是反馈信号采样于副边的绕组电压或电流，或者直接是负载端的电压或电流，经无线传输至原边，原边相应处理电路根据反馈值做出响应，从而调节原边能量发射端的传输功率，影响负载电路状态，实现实时精准控制。需要指明的是，双边式控 制方式中，反馈信号必须由副边无线传输至原边接收，具体方式可根据适用场合确定，比如光电耦合、红外传输、射频，或者载波调制等，这样，原边至副边能量的传输，副边至原边信号的反馈，都通过无线方式实现，使得无线电能传输系统具有了名副其实的意义。选择不同的控制方式，依据电路具体情况而定。通常来讲，单边式和双边式都能达到控制要求，从控制精度来看，双边式更有优势，但电路更为复杂，设计成本高。2.2可分离变压器电路模型图2.2高频变压器的几种磁芯类型小功率的感应耦合式无线电能传输系统的可分离变压器，电路部分由原边绕组和副边绕组构成，即两个耦合线圈。根据互感线圈有无磁芯，可分为两类：有磁芯的和无磁芯的。有磁芯的，根据磁芯形状，又分为EI型、UI型、C型、0型等。图2.2展示了小功率高频可分离变压器的几种磁芯类型。图2.3展示了实验室条件下手工绕制的基于EE55型磁芯的可分离变压器。图2.3EE55型可分离高频变压器对可分离变压器的建模分析[18_22]，通常有两种近似模型：普通变压器的T型等效电路模型和互感线圈模型[354G]。普通变压器是一个带铁芯的互感电路，因铁芯磁路的非线性，在电机学里，一般不采用互感电路的分析方法，而是把磁通分为主磁通和漏磁通进行研宄。变压器二次侧折算后， 常用T型等效电路表示。本文不再作原理推导，直接给出结论如下图2.4所示。图2.4普通变压器T型等效电路T型等效电路适用于变压器对称、稳态运行。在T型等效电路中，描述漏感的量为;在仿真可分离变压器时，当耦合系数改变时，将引起以上两个量变化，且变化量不直观，导致计算公式繁琐，通常为分析简单计，不考虑该种建模方法。由图2.3可以看出，可分离变压器的气隙很大，这跟无线传输的距离有很大关系，一次侧和二次侧的绕组系松耦合，耦合系数远小于1，也即可分离变压器的漏电感比普通变压器的漏电感要大的多，甚至漏电感大于励磁电感，使用T型等效电路来分析，将产生较大误差。实际上，使用T型等效电路分析仿真可分离变压器，仅适用于特殊场合，例如可分离变压器带铁芯或磁芯，气隙很小，而且气隙固定，一、二次侧绕组无相对位移，变压器工作状态无较大变化[31]。通常情况下，都采用更准确的互感模型来分析建模。将可分离变压器等效为两个具有$磁耦合关系的线圈，当一、二次侧绕组相对距离变化或中心偏移或相对位置变化时，表现为耦合系数即互感值的变化。使用互感模型分析，不仅原理简单，计算方便，而且针对松耦合更为准确。可分离变压器的互感模型如下电路图2.5所示。图2.5可分离变压器的互感模型12 下标为1代表一次侧，即原边，能量发射线圈，下标为2代表二次侧，即副边，能量接收线圈。4、矣是线圈的自感，A/为互感，j”/2分别为流经线圈的电流，I)"、么分别为线圈的端电压，〃2分别为绕组的等效内阻，&为负载阻抗。先讨论传输效率/7与工作频率/的关系。上文述及，可分离变压器系松稱合，漏电感大，传输效率低，为提高效率，通常采用提高工作频率的方法，见如下关系式。整理得出可知，一次侧相当于电源，二次侧相当于负载，整个二次回路对一次侧电路的影响可以用一个等效阻抗$来表示，见下式。可知，传输到二次侧的总功率就是等效阻抗$上消耗的功率，互感电路简化为如下图2.6所示。图2.6互感模型简化电路可得传输效率为： 分析上式，在电路工作状态确定的情况下，即々、矣、n、r2、M、&的值为定值时，传输效率与工作频率之间存在如下关系：频率越大，效率越高；频率越小，效率越低。需要指出的是，为了减小线圈的功耗，要求等效内阻rp〃2尽可能小，分析电路时通常为了简化计算，设〃1=〃2«0,考虑这样的实际情况，则上式（2-5)进一步简化为：可以看出，如果二次侧的负载的阻抗角过大，则频率的大小变化对效率的影响不再明显，如果负载为纯电抗，则无论频率如何变化，对效率都不再产生影响。只有当负载为纯电阻或者阻抗角很小时，频率与效率之间存在较为明显的关系。需要注意的是，上文所说的传输效率是二次侧接收的能量A与一次侧发出的能量A之比，侧重可分离变压器的传输能力，A并非是二次侧负载所吸收的功率。下图2.7展示了另一种可分离变压器，这种变压器完全由两组螺旋线圈耦合而成，直观上更像互感绕组。在分析此类变压器时，不再考虑T型等效电路模型，直接近似为互感。图2.7实验室手工绕制圆盘形螺旋线圈14 本文研宄的锂电池无线充电平台，就是采用上图所示的螺旋线圈。充电平台应该是一个无倾斜的平面，锂电池负载置于平面之上，所以可分离变压器的原边线圈应设计为平面线圈。另一种可行的设计方案，将原边线圈制作成PCB线圈，如下图2.8所示。图2.8并联六边形PCB线圈为使平面线圈在垂直方向产生的磁场紧致均匀，同时又最大限度地利用平面面积，一般采用正六边形结构，如上图2.8所示，相对单层线圈，3层的正六边形重叠结构，层与层的线圈中心错开一定角度，可以产生更为均匀的平面磁场。示意图如下图2.9所示。图2.9三层正六边形线圈阵列示意图下图2.10展示了三层PCB线圈的走线设计图。原边的线圈设计在可分离变压器参数设计中占据重要位置。它直接决定了绕组的传输效率和系统的静态功耗，在多负载应用场合，原边线圈的性能直接决定了系统的稳定性。对原边线圈的设计要求是，在充电平面的有效区域内，力求磁场均匀一致，同时线圈的内阻不宜过大，在小功率充电场合，控制在 几欧姆上下。当副边线圈置于平台区域上，要求不同位置耦合性能一致。图2.10三层正六边形线圈阵列PCB设计图下文分析时，均采用互感模型来仿真可分离变压器。2.3补偿电路特性分析补偿电路有单边补偿和双边补偿之分。单边补偿指的是仅仅在系统的原边或者副边有补偿电路，而另一侧没有。双边补偿则在原边和副边都装设补偿电路。如前所述，可分离变压器或者线圈漏感较大，导致整个电路功率因数低下，系统无功功率过大，加重了电源负担。补偿电路是通过增加补偿电容C,使之与线圈的等效电感L构成LC谐振电路，从而提高传输能力，增大功率因数。根据电容C与电感L的连接方式,具体的补偿方式有串联补偿和并联补偿之分[26]。2.3.1单边补偿特性分析分析原边单边串联补偿特性，电路图如下图2.11所示。图2.11原边串补的单边补偿电路由式（2-3)可知，原边串联补偿电容C,后，一次侧的等效阻抗更新为如下式所示: 忽略线圈的寄生电阻，设"1=〃2=0,负载阻抗4=凡+_/^，上式（2-7)整理如下：补偿电容使电路工作于谐振状态，据此上式的虚部应为0。艮由M=k^I；，々为耦合系数，解上式，得出补偿电容的取值为：当负载为纯电阻，即^=0时，上式简化为：上式与式（2-12)联立，解得：电路工作于谐振状态，即式（2-8)虚部为0，电路阻抗为纯电阻，艮P:当负载为纯电阻，即义时，上式简化为： 可见，采用原边单边串联补偿方式时，在电路参数确定后，需设定电路的工作频率，据此确定补偿电容值。补偿电容的计算公式很复杂，而且与负载状况有关。电路稳定性较差，不具有灵活性。当电路工作于谐振态时，电压增益只与系统频率有关，呈双曲线关系。分析原边单边并联补偿特性，电路图如下图2.12所示。图2.12原边并补的单边补偿电路可得如下关系式：考虑负载为纯电阻，即义=0时，上式整理为：电路工作于谐振态，令虚部为0，计算得出补偿电容为：计算电压增益如下：令r1=r2=0,整理上式，得出： 进一步简化如下：可见，采用原边单边并联补偿方式时，补偿电容值与电路参数、负载参数、频率有关，计算公式更为繁琐，不具有灵活性，电路稳定性差，与串补相似。不同的是，电压增益只与电路参数和频率相关，与频率成双曲线关系。即，不论是否存在并联补偿电容，不论电路是否处于谐振态，均不影响系统的电压增益特性。分析副边单边串联补偿特性，电路图如下图2.13所示。图2.13副边串补的单边补偿电路令/l=r2=0，考虑负载为纯电阻，即尤=0时，上式整理为：一次侧等效阻抗为：将上式整理为实部和虚部的形式，如下式所示：此时，补偿电容值的选择有两种方式，一是补偿副边，使系统的副边工作于谐振态，二是补偿整个电路，使系统一次侧工作于谐振态。 补偿电容为：此时一次侧阻抗为感性阻抗，如下式所示：系统电压增益为：考虑原边谐振，此时有式（2-24)的虚部为0,解补偿电容方程如下所示：其中/^«2(^122-4<)，上述一元二次方程简写为似2+如+1=0的形式，其中a>0,则方程有正解的条件为：解得込其中込为副边电路品质因数，yt为原副边耦合系数。可以看出，原边k谐振只有在副边电路满足一定条件下才可能实现，而且，补偿电容值不唯一，导致系统出现多个谐振点，即频率分叉现象。在设计电路时，应予以避免，通常不考虑此类补偿方式。分析副边单边并联补偿特性，电路图如下图2.14所示。 图2.14副边并补的单边补偿电路令6=〃2=0，考虑负载为纯电阻，即义,=0，上式整理为实部与虚部的形式如下：一次侧阻抗为：补偿电容值的选择同样有两种方式，考虑副边谐振时，此时C2与式（2-26)具有相同的形式，Z,与式（2-27)具有相同的形式，也即，当补偿电容使副边谐振时，补偿电容的串联与并联对电路其他部分的影响是一样的。不同之处只在LC谐振回路内部，串联时发生电压谐振，并联时发生电流谐振。考虑原边谐振，此时令式（2-32)虚部为0,解得C2=^71<0>可知使原边谐振cokL2的副边并联补偿电容值不存在，即在此种补偿方式下，原边电路不可能工作于谐振状态。上文讨论了单边补偿的四种方式：原边串联、原边并联、副边串联、副边并联。四种方式各有特点，整体而言，单边补偿灵活度低，计算繁琐，电路的稳定性差，甚至原边无法工作于谐振状态，达不到补偿的目的。所以，无线传输的电路设计，一般采用双边补偿方式，单边补偿只做理论性研究，或者用于负载固定的特殊场合，这里不再赘述。2.3.2双边补偿特性分析同样，依据补偿电容与电路的连接方式，双边补偿可分为四类：原边串联副边串联补偿（SS)、原边串联副边并联补偿（SP)、原边并联副边串联补偿（PS)、原边并联副边并 联补偿（PP)。括号中第一个字母代表原边，第二个字母代表副边，S表示串联补偿，P表示并联补偿。对双边补偿电路进行分析时，考虑负载为纯电阻性负载。分析SS补偿特性，电路图如下图2.15所示。图2.15原边串联副边串联补偿方式电路图有如下关系式：双边补偿要求原、副边均工作于谐振状态，即在某一工作频率《下，副边形成串联谐振，原边也形成串联谐振，则上式Z,、Z2的虚部均为0，可得出补偿电容值如下：可知，补偿电容具有最简计算形式，而且不再与负载相关，仅与自身电路特性参数有关。双边谐振时，上式（2-33)简化为：进一步得出如下式： 可见，在SS补偿方式下，补偿电容具有最简形，原、副边在同一频率下同时工作于谐振态，负载电流不受负载大小影响，成为恒流源。电压增益与频率成反比，与负载成正比，形式简单。此种补偿方式适用于恒流负载场合，如充电回路。考虑到A»r2«r,*0,cdM»r2wr,w0,上式可继续简化为：分析SP补偿特性，电路图如下图2.16所示。图2.16原边串联副边并联补偿方式电路图忽略原、副边的线圈寄生电阻，上式简化为：由图可知如下关系式： 响一样，可知有如下结果：令上式虚部为0，解得：此时有z2=a,=副边对原边的影响与副边补偿电容串联时对原边的影Rl解上式，得出：可知，在SP补偿方式下，当忽略线圈寄生电阻时，原、副边补偿电容值的计算具有最简形，副边对原边的影响与副边串补时一致，即副边谐振时，其补偿方式对原边无影响。负载中流过的电流与原边电流同相位，但大小与负载本身有关，不再为恒流源。电压增益特性曲线变化较陡，与频率平方成反比，与负载阻抗平方成正比。二次绕组电流比一次绕组电流滞后一定相位角，滞后角度与二次侧电路品质因数相关。 图2.17原边并联副边串联补偿方式电路图分析PS补偿特性，电路图如下图2.17所示。由上文分析可直接得出副边谐振补偿电容值为C2—，副边阻抗为Z2=r2+RL,(oL2二次侧反应阻抗为z丨，则一次侧阻抗为：r2+RL整理为实部加虚部的形式，如下：令上式虚部为0，解得原边补偿电容值为：过补偿，即令原边补偿电容值为最简形(:,=4一，这种情况下，原边阻抗不再为纯电阻，0)1^可见，补偿电容值与负载和互感存在关系，使电路不具有灵活性。另一种补偿方案为显容性，原边电路不再工作于谐振状态，电路功率因数低，传输能力不高。忽略绕组寄生电阻后，上式简化为： 可以得出：上式（2-50)与式（2-28)形式一致，即PS双边补偿电压增益特性与副边单边串联补偿电压增益特性一致，可知，原边补偿电容并联时，对电路的电压增益不构成影响。负载电流与负载阻抗存在关系，即无恒流源特性。计算公式复杂，涉及变量较多，在对负载电流需要精确控制的场合，不宜采用PS补偿方式。分析PP补偿特性，电路图如下图2.18所示。图2.18原边并联副边并联补偿方式电路图PP补偿时，副边电路与SP补偿时一致，由上文分析结果可知，副边阻抗Z2与式(2-38)有相同形式，忽略绕组寄生电阻后，解得副边补偿电容值为(：2=—|一，为最简形式。副co12边阻抗为么2=尺，反应阻抗为Z丨一次侧阻抗为：Rl 上式与式（2-45)只差线圈寄生电阻r,、r2,将上式整理为实部加虚部的形式，结果应与式（2-46)中将〃2置0后的形式一致，如下所示：令上式虚部为0,解得原边补偿电容值为——^——结果与式（2-48)1(coM)4+(0)1^^)2一致。此时，式（2-53)简化为一个纯电阻，结果如下：原边绕组电流为：分析副边绕组电流情况，可知关系式满足式（2-43),这里不再列写相同方程，直接给出结果如下：可知，负载电流与原边绕组电流同相位，电流大小与负载本身有关，无恒流源特性。电压增益关系式复杂，副边绕组电流与原边绕组电流存在相位差，其滞后相位角由副边电路品质因数决定。上文详细分析了单边补偿四种方式以及双边补偿的四种方式，每种补偿方式都具有各自的特点。通过以上分析，可以总结出如下结论：单边补偿比双边补偿效果要差的多，表现在其补偿电容的形式均与线圈寄生电阻相关，以副边补偿时为最差。副边串联时会出现 频率分叉现象，副边并联时原边又不可能谐振，起不到补偿作用。原边并联时，此时系统电压增益特性恒定，与补偿电容及电路工作状态均无关。双边补偿时，原边的并补电容将极大地使相关参数的计算复杂化，而且均与线圈寄生电阻相关，忽略时造成较大计算误差。原边串补方式相比更为理想，此时副边并补时副边并补电容与寄生电阻有关，副边串联时则均与线圈寄生电阻无关，即忽略其大小时，不会影响电路参数的精确计算，而且此时具有恒流源特性，这在8中补偿方式中是唯一的。本课题研宄的锂电池无线充电平台系统中，负载为直流充电回路，要求电源为恒流源，对比上述补偿方式，可知唯一满足要求的补偿方式为SS补偿方式。此种补偿方式下，电容计算具有最简形，避免了一、二次线圈之间传输无功功率，极大提高了输电能力[4M8】。在SS补偿方式下，有可能出现频率分叉现象，在设计电路时必须予以避免。下文涉及到频率分叉现象时，再做详细分析。2.4整流与逆变电路2.4.1整流电路本节只简单讨论单相整流与逆变电路，三相整流逆变与本课题研究无关，不再赘述。整流电路按组成器件可分为不可控、半控和全控三种[23]，按电路结构可分为桥式电路和零式电路，等等，存在多种分类方法，下文只讨论单相半波不可控整流电路和单相桥式全控整流电路。单相半波不可控整流电路如下图2.19所示，只考虑负载为纯电阻情况。图2.19单相半波不可控整流电路二极管单向导电性，正向导通，电阻为0,表现为短路，反向截止，电阻无穷大，表现为断路。输入电压％为正弦交流电压，输出电压％为负载端电压，％、的波形图如下图2.20所示。 图2.20%、w2电压波形图设电压％的有效值为《7,,则有w,，计算电压％的直流输出平均值[/2为:可见，半波整流电能利用率低，输出直流电压平均值水平不及输入正弦波形有效值的一半，在可控半波整流电路中，采用相控方式，当触发角在[0，;r]上变化时，输出电压将更低。而且，输出波形脉动大，使输入电流包含大量直流分量。实际上很少采用此种电路,仅作理论上的分析研宄。单相桥式全控整流电路如下图2.21所示，只考虑负载为纯电阻情况。输入w,为正弦交流电压，有效值为[/,，有u"=yliu"sin((uth晶闸管VTdDVT2组成一对桥臂，乂丁3和¥丁4组成另一对桥臂。为简单分析计，假定可控晶闸管的触发角均为0。，即％正半周时，VT,和VT4导通，负载及承受正向电压w2,方向如图2.21所示；负半周时，乂乃和乂乃导通，负载仍承受正向电压w2，方向不变，即负载承受直流电压。图2.21单相桥式全控整流电路«2的波形图如下图2.22所示。 图2.22w,,w2波形图在交流电源的正负半周都有整流输出电流流过负载，在一个周期内，整流电压脉动2次，多于半波整流电路，属于双脉波整流电路。在正负半周，输入电流方向相反且波形对称，平均值为0，即直流分量为0。当触发角a不为0,在区间[0,;r]上变化时，上式修正为：计算电压％的直流输出平均值％为：对于由全桥整流器和滤波电容组成的整流电路，讨论分析其交流等效阻抗与直流阻抗昊的关系。吸收的功率为P2,有下式成立：输入功率设为则有由能量守恒可得出交流等效阻抗与直流Req阻抗尽的关系如下式所示：2.4.1逆变电路逆变电路与整流电路相反，单相逆变可分为半桥逆变电路与全桥逆变电路，如下图2.23所示。 图2.23半桥逆变电路与全桥逆变电路图半桥逆变电路中，轮流导通VTdDVT2，输出为交流方波，幅度为五，幵关管关断时承受反向电压为五，因分压电容的存在，输出交流电流中不含直流分量。全桥逆变电路中，VT,和VT2组成一桥臂，VT3和乂丁4组成另一桥臂，VT,、VT4导通时，VT2、VT3关断；VT,、乂丁4关断时，VT2、VT3导通，输出为交流方波，幅度为2£,幵关管关断时承受反向电压为£，当输出方波占空比不为50%时，输出交流电流中含有直流分量。通常情况下，为避免同一桥臂上下两个开关管同时导通，造成桥臂直通短路，将一组开关管设置死区时间，这样输出方波占空比不再为50%，即输出交流电流中不可避免要出现直流分量。2.5本章小结本章简述了感应式无线电能传输系统的电路拓扑，对系统电路中重要组成部分，如可分离变压器、补偿电路、整流逆变做了详细的建模分析和理论推导，可分离变压器采用互感模型，补偿电路采用SS补偿方式，此时，系统具有恒流源特性，而且绕组寄生电阻的存在不影响补偿电容具有最简形。本章最后部分介绍了整流逆变电路，推导了交流等效电阻与直流电阻的关系。 3单负载锂电池无线充电平台设计3.1锂电池负载特性2012年现行市面上便携电子设备，例如手机的供电电源一般采用3.7V锂离子电池，充电限制电压4.2V，充电容量1600mAh。锂电池的充电过程由相应的充电管理芯片辅助完成，bq2057系列ICs是TI公司推出的锂电池线性充电管理芯片，工作时将充电过程分为三个阶段：预充电、恒流充电、恒压蓄电。典型的充电特性曲线如下图3.1所示。图3.1典型充电特性曲线分析充电过程。图中实线为充电电流，虚线为电池端电压。当充电电路就绪时，bq2057C利用外部的热敏电阻，连续不断地检测电池温度，只有电池温度处于规定安全阈值内，bq2057C才允许充电。首先，检测电池剩余电压，当低于最低充电电压阈值(典型值为3.1V)时，进入预充电过程，即conditioning,此时充电形式为t旦流充电，只是充电电流很小，约为正常充电电流（RegulationCurrent)的10%，较小的充电电流同时也减小了外部电路的热损耗，电池电压随着充电进行近似线性升高，达到最低充电电压阈.值时，预充电过程结束。另，当检测电池剩余电压高于L时，充电过程跳过预充电，直接进入恒流充电阶段，即constantcurrent。在恒流充电阶段，充电电流阶跃为正常充电电流RegulationCurrent,此直流电流值可通过bq2057C外围电路设置，期间随着充电的进行，电池端电压从最低充电电压阈值％开始继续近似线性增加，直到达到标准充电电压&^(标准值为4.2V),—般会略高于Vg,达到VPACK,如上图所不，此时t旦流充电阶段结束，进入下一步：恒压蓄电阶段，即constantvoltage。 在恒压蓄电阶段，电池电压从vPAeK渐渐降低，稳定至标准充电电充电电流不再为恒流，从正常充电电流RegulationCurrent开始以指数速率衰减，当充电电流值衰减为正常充电电流RegulationCurrent的10%时，恒压蓄电过程结束，同时整个充电过程结束。当电池电压降落到低于再充电门槛电压VReH时，bq2057C将自动进入充电模式，开始为电池再充电。充电管理芯片bq2057C采用直流电源供电，本文设定供电电压恒为+5V，输出电流随充电电流变化而变化。将充电电路等效为直流电阻性负载，可知等效负载的电阻值不唯一,在三个充电阶段表现出不同阻值：预充电时为一固定值，阻值较大；恒流充电时为另一固定值，阻值较小；恒压蓄电时为时变电阻，阻值由小变大。充电管理芯片bq2057C的外部引脚排列图如下图3.2所示。图3.2bq2057引脚图引脚说明如下：SNS：电流检测输入端。该端与外部检测电阻一端直接相连，通过检测该管脚上的电压值，得出流过检测电阻的电流，即充电电流。BAT：电池电压输入。该端直接连接电池正极，将电池电压水平反馈入芯片内部。VCC：电源输入端。该端外接直流电源，供芯片正常工作。推荐电源电压最低值不低于4.5V，最高值不超过15V。TS：温度检测输入端。该管脚为外部电池温度控制电路的输入管脚，bq2057通过测量TS相对VSS的电压来连续监控电池温度。该管脚亦可以作为充电禁止输入端，将该输入端连接VCC/2可使该管脚功能失效。STAT：充电状态输出端。该管脚输出可表示三种状态：正在充电、充电完成和温度警告。VSS：接地端。 CC：充电控制输出端。该管脚为内部源级跟随器的输出，通过驱动外部晶体管，来调整控制充电电流和电压。COMP：充电速率补偿输入端。该管脚设置充电速率补偿水平。电压调节的输出可被编程以作为提供给电池的充电电流的函数而变化。使用此功能可以减少充电时间，提高充电速率。该技术允许在充电进行时对电池组的内部阻抗进行安全的动态的补偿。电路结构为高压侧电流检测时，将该管脚与VCC相连，或者电路结构为低压侧电流检测时，将该管脚与VSS相连，可以使补偿功能禁止。但，该管脚不允许悬浮。图3.3低压降单（双）锂电池充电电路检测电阻Rsns的计算公式如下式所示。下图3.3展示了使用一个PNP型晶体管的低压降的单个锂电池（或双锂电池）充电电路，电路结构为高压侧电流检测结构。图示带星号的稳压二极管D2为可选择器件。充电电路为高压侧电流检测结构时，bq2057C的VSNS典型值为105mV,为设计充电电流，即RegulationCurrent,本文设计充电电流为500mA，则代入上式，可得出Rsns=0.21Q,取最接近的标称值0.2Q。电压管理反馈是通过BAT管脚实现的，该输入端与电池组的正极直接相连，通过管理BAT管脚相对VSS管脚的电压来控制充电电压，bq2057系列提供了四种固定电压水平， bq2057C为4.2V。关于充电器状态的报告，bq2057使用三态STAT管脚的输出表示，下表3-1列出了该管脚的输出状态。表3-1STAT管脚输出特性工作状态STAT输出正在充电高电平充电完成低电平温度警告或休眠模式尚阻当VCC跌落到低于BAT管脚电压时，bq2057进入休眠模式，该特性可以防止在电源电压消失时充电电路对电池组的反向耗电。本文在搭建充电器电路时，将温度检测输入端TS和充电速率补偿端COPM两管脚的功能禁止，以简化电路设计，同时STAT端连接两个发光管以区分工作状态。3.2系统电路参数设计3.2.1负载等效阻抗计算根据第二章对感应式无线电能传输系统的分析，本节将直接给出单负载锂电池频率跟踪式无线充电平台的设计电路框图，如下图3.4所示。图3.4无线电能传输系统框图补偿电路采用SS补偿方式，副边整流电路为桥式电路，输出端并联滤波电容。上节3.1提到，充电电路的供电电源为+5V，则上图副边稳压控制电路的输出电压应为+5V,采用简单的调压电路，可以使用7805实现该要求，同时应考虑所选电路的载流能力，设计标准充电电流为500mA,则要求副边电路器件可以在该电流值下正常稳定工作，7805的最大允许峰值电流为500mA，可以适用于该电路。7805的输入电压应高于5V,为使充电电路稳定工作，7805的入端电压应留足裕量，取+8V。设定稳压电路的输入电压恒为+8V，将后续充电电路等效为直流电阻确定&的取值范围。预充电时，预充电电流为RegulationCurrent的10%，即500/10=50mA，此时35 等效直流电阻Rl可由8V/50mA=160n近似得出；恒流充电时，R,约为8V/500mA=16Q;恒压蓄电时，充电电流不再恒定，由标准充电电流以指数速率降低为充电截止电流，约为RegulationCurrent的10%，可知此阶段等效直流电阻为时变电阻，阻值由小变大，从16Q增至160Q，充电过程结束。综上，等效直流电阻&的变化区间为：[16Q，160Q]。可分离变压器为平面螺旋线圈，以互感模型代替，涉及参数五个：原边自感4、副边自感矣、互感M(耦合系数々）、原边绕组电阻副边绕组电阻一、二次侧绕组系松耦合，实验室条件下采用多股铜导线手工绕制平面螺旋线圈，测定耦合系数在0.5上下，在理论分析电路参数时，先假定耦合系数；t为0.5。互感值的测定方法如下步骤，互感电路如下图3.5所示。如图所示，A、B为同名端，将a、B端连接，测定A、b端的自感值，记为Lp。推导与线圈参数的关系。假定A、b端的端电压为流过线圈的电流为/p，则有下式成立：图3.5互感电路整理可得：Lp=L^+L2+2M(3-3)L„2M(3-5)再将a、b端连接，测定A、B端的自感值，记为L„。推导与线圈参数的关系。假定A、B端的端电压为流过线圈的电流为/„,则有下式成立：整理可得： 整理可得：Lp=L^+L2+2M(3-3)L„2M(3-5)再将a、b端连接，测定A、B端的自感值，记为L„。推导与线圈参数的关系。假定A、B端的端电压为流过线圈的电流为/„,则有下式成立：整理可得： 确定系统的工作频率。感应式无线电能传输系统的工作频率通常在几十kHz到几百kHz之间，根据频率与传输效率的关系，频率越大，传输效率越高，同时考虑开关管的开断能力和开关损耗，以及电路中电容、电感承受的电压应力，频率又不能过大，参考世界无线充电联盟给出的行业标准，确定本系统PlOOkHz。单负载锂电池的无线充电电路原理图如下图3.6所示。图3.6锂电池无线充电电路原理图先考虑副边电路。上文得出等效直流电阻尺的变化区间为：[160,1600]，第二章已得出带滤波电容的桥式整流电路的等效交流阻抗与直流阻抗的关系，见式（2-64),进一步将副边电路简化为如下图3.7所示。 其中〜的取值范围为[20D，200Q]，即预充电阶段，&=200fi;恒流充电阶段，Req=2Q^l-,恒压蓄电阶段，Req从200增大，增大至200Q时充电结束。3.2.1锁相环电路硬件设计系统原边采用频率跟踪方式，构成锁相环回路以使系统原副边均工作于谐振状态,锁相环电路采用芯片HEF4046B。芯片内部由一个压控振荡器，一个源级跟随器，两个相位比较器构成。此外，芯片内部还提供一个7V的稳压二极管，必要时为外部电路提供电压源。两个相位比较器的输入一致，一个是共同的比较器输入，另一个是共同的信号放大器输入。其内部功能框图如下图3.8所示，外部引脚图如下图3.9所示。图3.8HEF4046B功能框图如上图示，vco需要一个外部电容q和一或两个外部电阻（A或尺、R2),斤和^决定了VCO的频率范围，如若需要，尽可以使VCO有一个频率偏移。VCO的高输入阻抗简化了低通滤波器的设计，使用者在选择电阻、电容时可以有更宽的选择范围。为了不使电路加载低通滤波器，VCO的输入电压接入源级跟随器，其输出端位于10号引脚。该引脚若使用，负载电阻&连接该引脚到VSS引脚；不使用，应将其悬空。VCO的输出在4号管脚，可以直接或者通过一个分频器与比较器的输入3号管脚相连。5号管脚为禁止输入使能端，接低电平允许VCO和源级跟随器工作，接高电平将二者都关闭以减少静态功耗。 图3.9HEF4046B外部引脚图引脚说明如下。PCPoui：相位比较器的脉冲输出端。PCloUT：相位比较器1的输出端。COMP,n：比较器的输入端。VCOour：压控振荡器VCO的输出端。INH：禁止输入使能端。C1A：电容Cl的A连接点。C1B：电容Cl的B连接点。Vss：接地端。VCOin：压控振荡器VCO的输入端。SFout：源级跟随器的输出端。Ri：电阻艮连接点。R2：电阻R2连接点。PC2out：相位比较器2的输出端。SIGNin：信号输入端。ZENER：提供标准电压的稳压二极管输入端。Vdd：电源电压。输入信号可以与相位比较器的信号输入端，14号管脚，直接相连。比较器1是一个异或门电路，信号和比较器的输入的频率应具有50%的占空比，以获得最大的锁相范围。 在信号输入端无信号或噪声时，相位比较器的平均输出电压等于Vdd/2。VCO输入的平均电压由低通滤波器提供，后者与相位比较器1的输出相连。这也导致VCO在中心频率f0处震荡。频率捕获范围（2fc)定义为锁相环最初状态未入锁情况下入锁时输入信号的频率范围。频率锁相范围（2fL)定义为锁相环最初状态已入锁同时保持锁相状态情况下输入信号的频率范围。频率捕获范围小于或等于频率锁相范围。下图3.10展示了锁相环使用相位比较器1锁定中心频率f0时的典型波形图。图3.10锁相环入锁时典型波形图简述压控振荡器VCO电路组成的参数选择。推荐R1和R2范围为：lOkD到1MQ;推荐C1范围为：50pF到任意实际值。1.VCO无频率偏移时（及2=00)。a)给出f0:使用下图3.11，用f0决定R1和C1的取值。b)给出fmax:根据式f0=fmax/2，如上，用f0决定R1和C1的取值。2.VCO有频率偏移时。a)给出f0和fL:由式fmin=fo-fl计算fmin，使用下图3.12,用fmin决定R2和C1；再根据公式=使用下图3.13,利用决定E的值来tmin-½fmin幻获得R1。b)给出fmin和fmax:使用图3.12，利用fmin决定R2和C1;计算使用fmin图3.13，利用^•决定&的值来获得R1。minR1 图3.11中心频率为Cl的函数图3.12频率偏移为C1的函数 图3.13R1/R2的比值为f^/f-的函数本文在研宄时取VDD为+5V,取第2种情况，其中确定f0为100kHz，fl为60kHz,则fmin为40kHz,fmax为160kHz。由上述方法确定Rl=2.5kD，R2=10kH,Cl=2nF。取Rsf=470kfi,低通滤波器电阻为68kQ，电容为47nF。信号输入14号管脚接原边电流采样后的处理信号，原边工作于谐振状态时，原边电流为交流正弦波形，使用磁环构成电流互感器即可采样原边电流的大小和频率，磁环线圈与电阻并联，将电流转化为电压信号，送入比较器，输出为同频率的方波信号，该方波信号电平与HEF4046B的电平匹配时，便可直接送入14号管脚。VCO的输出端4号管脚作为锁相环的输出信号，送入系统的控制电路，即开关管的控制信号。逆变电路采用半桥逆变，需要两路互补控制信号。VCO的输出一路送入反相器，构成两路互补信号，再通过继电回路，设置死区时间，避免桥臂上下两个开关管同时导通，之后，送入开关管门级。 电路上电后，锁相环通过外围简单的自激电路，使VC◦输入端瞬间接电源电压，锁相环输出最高频率，即上电后，电路从最高频开始频率跟踪，不断降低输出频率，直到电路谐振，锁定谐振状态稳定工作。3.2.3频率分叉现象研宄电路采用锁相环构成频率跟踪电路时，考虑到原副边的补偿方式为SS，此时电路很可能出现频率分叉现象[32】，设计电路参数时应予以避免。将上式代入整理，得出原边阻抗Z,的虚部如下式所示。忽略r2，上式重写为：将第2章SS补偿时己得出的公式重列如下，并记为式（3-7)。观察上式，可知使得可能为1个、2个或更多，此时系统均处于谐振状态。当系统谐振点个数不为1时，称之为频率分叉现象。出现此现象时，基于频率跟踪的系统主电路处于不稳定状态，不能正常工作。在满足方程4(4)=0的ty解中，定义满足将上式代入（3-9),整理为：式（2-34)的《为真解，记为叫，其余记为岣、叫…。记： 为避免系统出现频率分叉，可令上述方程有且仅有真解，即;1=1，则上述问题等价于令方程(l-P)A4+(¥-2)；l2+l=0在实数域无正解。yfc为耦合系数，实际情况下恒小分析上式分母，可知恒为正值，故上式等价于方程：于1，方程曲线在平面坐标面上开口向上。根据一元二次方程解的条件，可得出上述方程无正解的条件为：或者在-l>o时，有：2a解得：或者当时，—其中ft为副边品质因数，有^=#=_^。即，当能量接收端电路的品质因数满足一定条件时，rld系统的能量发送端可以避免发生频率分叉现象。分析可知，因耦合系数yte(o，i)，恒有<^所以上述解的形式可合并为：0M/,|=|t>2|=8.89V。考虑原边线圈的发热及原边电路的电流应力，原边交流电流不宜过大，设定/,峰值不超过1A，则有： (tyM)2=3.14^(3-18)除了考虑原边电路的电流应力外，原边LC器件承受的电压应力也需设定。可令原边线圈或补偿电容的端电压不超过80V，即啤<8(^。将此代入式（3-18)，可得：tyA/<15.850。与式（3-17)联立，即得：12.56Q图3.22副边线圈感应电压波形图此时，原边线圈电流为标准电流，方波电压幅值为4.7V，副边线圈感应电压近似为正弦波形，整流桥输出直流电压为+8V，计算副边线圈空载时整个系统的空载损耗为：阶段充电电压在3.7V到4.2V之间线性上升，取近似平均值4V)。恒压蓄电阶段，原边方波电压从7.7V降至4.7V恒定，充电结束，与副边空载时电路特征一致。3.4本章小结根据第2章的相关理论推导，本章给出了单负载锂电池无线充电平台的最优设计框架，重点介绍了充电管理芯片bq2057的硬件电路，以及锁相环HEF4046B的使用方法，推导了SS补偿时出现频率分叉现象的起因及消除条件，根据电压增益特性，电路LC 器件的电压应力、感应线圈的载流能力，一步步推算出系统主电路的电路参数，给出最优设53 计方案。针对充电电路包含多种状态的特点，本文提出了单负载时标准电流的控制思路。该控制方案原理简单，拥有三大优点。最后，在实验室条件下，制作出样机，通过实测实验参数，进一步验证了该套设计方案的可行性。样机如下图3.23所示。图3.23单负载锂电池无线充电平台样机图 4多负载锂电池无线充电平台设计4.1多负载无线电能传输系统模型在感应式无线电能传输系统中，单负载即一对一供电的电路结构并不多见，且多用于特殊领域，如给植入体内的人造器官充电，应用较多的，为多负载能量传输系统，即一对多的供电电路结构，如轨道交通领域中给在轨运行的机车供电、便携电子设备无线充电平台等。与单负载相比，多负载无线电能传输系统在工作原理上都包含了电磁耦合技术、现代电力电子技术中整流和高频逆变等，不同的是，多负载在功率控制等方面比单负载要复杂得多，下图4.1展示了多负载感应式无线电能传输系统的原理图。图4.1多负载感应式无线电能传输系统原理图具体到锂电池无线充电平台系统，由上文分析，考虑到多负载切入、切出时不影响系统的频率稳定性，原边的能量发送线圈与副边的能量接收线圈统统采用串联补偿方式，即SS,本节先建立含两个负载的系统电路数学模型，讨论多负载系统的一些特点。下图4.2展示了双负载无线电能传输系统等效电路图。图4.2双负载无线电能传输系统等效电路 副边接收线圈1的等效阻抗为：副边接收线圈2的等效阻抗为：副边接收线圈1对原边的反应阻抗为：副边接收线圈2对原边的反应阻抗为：原边电路的总入端阻抗为：与单负载时一样，为保证系统传输容量的最大化，整个无线电能传输系统的原边和副边需工作在固有谐振点，即所有谐振机构具有相同的谐振频率，有如下式成立：同时，根据实际电路设计要求，副边能量接收机构应具有一致性，既简化了电路参数设计，又使电路具有通用性，作如下设定：M]~M2=MW4(4-7)〔2丨=C22=C2r2~r22=r2原边输出到副边的功率为： 原边电流人为： 将式（4-9)代入式（4-8)中，式（4-8)整理为：式（4-10)为含两个副边接收电路时的原边输出功率的标准形，由此可推写出含n个副边回路时原边的输出功率为：考虑输出功率与负载的关系，仍以含两个副边回路时分析，设定^=10,r2=0.5Q,电路工作频率为100kHz，角频率为《=6.28x105rad/s，互感值设定为A/=25^H,原边方波电压幅值设为10V时，上式（4-10)整理为：考虑负载为充电锂电池，根据第3章推导结果，等效交流负载取值区间为[20a200Q],用matlab绘制输出功率随Ru、RL2的变化关系图如下图4.3所示。由图可见，原边恒压时，负载等效阻抗越小时，传输功率越小，负载等效阻抗越大时，传输功率越大。针对锂电池负载特性，可知预充电与恒压蓄电时表现出的直流阻抗为大，而此时汲取功率为小；恒流充电时表现出的直流阻抗为小，而此时汲取功率为大。锂电池的负载特性与上述推导结果相悖，可知，在分析多负载感应式无线电能传输系统的功率传输特性时，当负载为充电锂电池负载时，原边电路不能采用恒压源模型，应采用恒流源模型，如上式（4-8)所示。 将式（4-9)代入式（4-8)中，式（4-8)整理为：式（4-10)为含两个副边接收电路时的原边输出功率的标准形，由此可推写出含n个副边回路时原边的输出功率为：考虑输出功率与负载的关系，仍以含两个副边回路时分析，设定^=10,r2=0.5Q,电路工作频率为100kHz，角频率为《=6.28x105rad/s，互感值设定为A/=25^H,原边方波电压幅值设为10V时，上式（4-10)整理为：考虑负载为充电锂电池，根据第3章推导结果，等效交流负载取值区间为[20a200Q],用matlab绘制输出功率随Ru、RL2的变化关系图如下图4.3所示。由图可见，原边恒压时，负载等效阻抗越小时，传输功率越小，负载等效阻抗越大时，传输功率越大。针对锂电池负载特性，可知预充电与恒压蓄电时表现出的直流阻抗为大，而此时汲取功率为小；恒流充电时表现出的直流阻抗为小，而此时汲取功率为大。锂电池的负载特性与上述推导结果相悖，可知，在分析多负载感应式无线电能传输系统的功率传输特性时，当负载为充电锂电池负载时，原边电路不能采用恒压源模型，应采用恒流源模型，如上式（4-8)所示。 图4.3原边恒压时输出功率^随及^、/?i2的变化曲线图 如前述，设定原边电流恒定，为/,==0.594,与单负载时一致，其余参数与原边恒压时相同，则式(4-8)化简为:在等效交流负载的取值区间[2042000]内讨论输出功率/^随Ru、RL2的变化关系，用matlab绘制如下图4.4所示。图4.4原边恒流时输出功率t随i^、的变化曲线图 4.2多负载WPTS副边电路解耦控制方法4.2.1原边恒流控制方法在上述分析过程中，均假设只有原边线圈与副边线圈之间存在互感，即副边线圈之间无电磁耦合关系。实际的电路应用中，也不允许副边线圈之间在磁力线方向上存在重叠，即不能破坏其他接收线圈感应到磁通量。在设定副边线圈之间无直接电磁耦合影响后，即便如此，副边线圈之间仍存在间接的影响关系，这由图4.3亦可看出。分析如下：当其中一个副边能量接收线圈的负载变化时,或者投入、切出，其汲取的原边传输功率也随之变化，即原边能量发射线圈的输出功率相应变化，具体表现为原边线圈的端电压或者原边电流发生了改变。当原边电流改变时，副边所有能量接收机构的感应电压为尽=7«^/,,也要相应改变，即副边线圈接收的功率将重新匹配。可见，一个副边负载的变化，将影响副边所有负载的功率，副边电路之间仍存在着间接的耦合关系[24】。这在实际的电路应用中是绝不允许的，多负载感应耦合无线电能传输系统的控制难度比单负载要复杂，主要表现在该方面。如何实现多负载条件下副边线圈的解耦控制，是多负载无线电能传输系统（wirelesspowertransfersystem,WPTS)设计的关键。不管负载为电流型负载还是电压型负载，采用互感模型来仿真原、副边电路时，根据电磁耦合关系式，可知：对于副边，原边相当于提供了一个理想交流电压源，其大小为矣,只与原边电路角频率、互感值、原边电流有关。则原边影响副边时也是通过改变上述三个参数来实现。当上述三个参数不变或者即使改变，但其乘积仍保持不变时，副边电路工作状态不变，可认为从副边看去，原边无变化。对于原边，副边相当于一个等效反应阻抗，其大小为只与原边电路角^2频率、互感值、副边电路等效总阻抗有关。可知，副边电路影响原边时，只能通过改变彼此互感值M、或者自身总阻抗22来实现。当上述两个参数不变或者即使改变，但其相对关系从2泛2仍保持不变时，原边电路工作状态不变，可认为从原边看去，副边无变化。考虑实际电路情况，负载变动或投入、切出时，相对关系M2/Z2保持不变的可能性几乎为0,即一定会对原边电路构成影响。此时原边传输功率受到影响，为保证其他负载的 正常运行，需确保式维持不变，电路通常工作在固定谐振点，SS补偿时，所有线圈回路均工作于共同的固定谐振点，即系统运行过程中，似一直恒定不变。而原、副边线圈的互感值也为固定值，见式（4-7)，可知，确保矣不变，只需确保/,不变，即原边工作于恒流源状态。原边电流恒流运行，可实现负载之间的解耦控制，负载之间的状态互相独立，互不影响。但是，恒流运行的控制方案，将带来另一个问题，即功率传输容量的问题。4.2.2最大功率输出控制方法上文在分析时，之所以得出恒流控制的结论，其出发点在于确保表不变，同时设定频率和互感恒为定值。实际上，在WPTS中，上述两参数并非不能改变。下面分析最大功率传输问题。SS补偿下，电路处于谐振态，原边输入阻抗为：考虑输出功率为副边反应阻抗的函数，输出功率取最大值时有：解上式，可得出，当=时，输出功率取最大值，且有最大输出功l^r2+RucoM率为：可知，另一种控制方法为最大功率输出法，S卩，当负载变动或投入、切出时，使得发生变化时，实时改变~1^，使二者时刻处于相等关系，便可获得最大的输M+Ru0)2MZ出功率又可知，在实际电路中改变工作频率会造成系统偏离谐振状态，使以上关系式均不再成立，从而使建立在谐振基础上的讨论分析失去意义，所以电路的频率需恒定。而原边电路的寄生内阻卩由原边电路本身决定，如果通过在原边串联可调电阻来改变9则 系统本身己发生改变，此时再讨论最大功率输出也无意义。电路中唯一可改变的就是互感M,当负载变化时，改变原边线圈与副边所有线圈的耦合系数，使得的值等于或(0M接近的值，从而使原边电路的能量发射线圈持续以或接近最大功率向副边传输ttr2+RLi能量。此为最大功率输出控制方案。再具体到锂电池无线充电平台系统中分析，对最大功率控制方案与原边恒流控制方案作比较，充电过程若能以最大功率输出，可大大提高充电速率，这在许多快速充电的电路设计中，将被优先考虑，但这类系统通常较庞大，功率等级较高，原副边耦合线圈之间有精确的复杂的控制机构，如在轨运行的机车电池的充电等，本课题研宄的感应式锂电池无线充电平台，属于低功率范畴，给便携电子设备充电，力求控制机构简单，相比之下，更适合采用原边恒流的控制方案。4.3基于UC3875软开关技术的高频逆变电路设计1.3.1UC3875芯片使用介绍本文设计的锂电池无线充电平台最多可同时承载3个副边回路，依此来推算原边电路的电压等级，推算时将设定的电路参数列出如下：《=6.28xl05rad/s，M=25|aH,r,=1Q,r2=0.5Q，/,=0.6A,^€[20Q,200Q]o根据式（4-14)，计算原边电路入端总阻抗的取值范围，如下所示。单负载时：Z,e[2.23Q，13.02Q],则原边电压最小范围需为1.34VSt/,S7.81V。双负载时：Z,e[3.46Q，25.05Q],则原边电压最小范围需为2.08V